直流電源均流電路設(shè)計畢業(yè)論文

1、<p>　　本科畢業(yè)設(shè)計（論文）</p><p><b>　?。?012屆）</b></p><p>　　論文題目 直流電源均流電路設(shè)計 </p><p>　　（英文） DC power supply circuit design </p><p>　　所在學(xué)院 電

2、子信息學(xué)院 </p><p>　　專業(yè)班級 </p><p><b>　　學(xué)生姓名 </b></p><p><b>　　指導(dǎo)教師 </b></p><p>　　完成日期 2012年</p><p><b>　　

3、摘 要</b></p><p>　　系統(tǒng)采用兩片TPS5430 芯片，構(gòu)成兩路DC-DC 電路。通過兩片負(fù)載共享控制芯片UCC29002 對輸出電流進(jìn)行均流，兩路輸出誤差最佳可控制在1%以內(nèi)。另外，本系統(tǒng)用MSP430F449作為數(shù)字控制芯片，利用片內(nèi)ADC采集輸出電流，并在輸出電流超過1.2A時，通過控制TPS5430的使能端，關(guān)閉系統(tǒng)的輸出，從而實現(xiàn)過流保護(hù)。由于本系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)簡單，所用器件少，從

4、而保證整個系統(tǒng)高效、穩(wěn)定。</p><p>　　關(guān)鍵詞：DC-DC，UCC29002，TPS5430，均流</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　The system uses two TPS5430 chips, consisting of two DC-DC circuit. Through two lo

5、ad sharing control chip UCC29002 are the output current flow, the best two-way output error can be controlled within 1%. In addition, the system chip using MSP430F449 as the digital control, the use of on-chip ADC acquis

6、ition output current and output current exceeds 1.2A, by controlling the TPS5430 to enable, turn off the system output, in order to achieve over-current protection. Since the structure of the system</p><p>　

7、　Keywords: DC-DC，UCC29002，TPS5430 ，All flow</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　1 引 言1</b></p><p><b>　　2 總體設(shè)計1</b></p><p>　　2.1 課題

8、方案的研究1</p><p>　　2.2 DC-DC轉(zhuǎn)換方法及實現(xiàn)方案的論證與選擇1</p><p>　　2.3系統(tǒng)總體設(shè)計2</p><p>　　3 硬件電路的設(shè)計3</p><p>　　3.1 穩(wěn)壓模塊的設(shè)計3</p><p>　　3.1.1 TPS5430的介紹3</p><p

9、>　　3.1.2 穩(wěn)壓模塊原理圖7</p><p>　　3.2 均流芯片的模塊設(shè)計7</p><p>　　3.2.1 UCC29002的介紹7</p><p>　　3.2.2 均流芯片模塊設(shè)計的實現(xiàn)10</p><p>　　3.2.3均流芯片的模塊設(shè)計原理圖11</p><p>　　3.3電流取樣模

10、塊12</p><p>　　4.系統(tǒng)的分析與計算14</p><p>　　4.1 DC-DC轉(zhuǎn)換模塊的設(shè)計14</p><p>　　4.2 二極管的選取14</p><p>　　4.3 輸出濾波器14</p><p>　　4.4 電感的計算15</p><p>　　4.5輸出

11、電容的計算15</p><p>　　5.硬件電路制作16</p><p>　　5.1 PCB制作16</p><p>　　5.2 電路組裝16</p><p>　　6. 系統(tǒng)的調(diào)試與性能指標(biāo)18</p><p>　　6.1 硬件調(diào)試18</p><p>　　6.2指標(biāo)測試19&l

12、t;/p><p>　　6.2.1 輸入電路的調(diào)試19</p><p>　　6.2.2 效率測試20</p><p>　　6.2.3輸出電流比為I1：I2=1:1時的分流精度測試21</p><p>　　6.2.4輸出電流比為I1：I2=1:2時的分流精度測試21</p><p>　　7. 結(jié) 論23<

13、/p><p><b>　　參考文獻(xiàn)24</b></p><p><b>　　致 謝25</b></p><p>　　附錄1 實物圖26</p><p>　　附錄2 原理圖27</p><p>　　附錄3 PCB圖28</p><p><

14、;b>　　1 引 言</b></p><p>　　隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展。以及大量電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用。對大容量、高安全可靠性電源系統(tǒng)的需求日益迫切。受目前半導(dǎo)體開關(guān)器件水平的限制，單臺大容量電源技術(shù)尚不成熟，因此模塊化的電源系統(tǒng)應(yīng)運而生．即多個并聯(lián)運行的電源模塊共同為負(fù)載提供電能。</p><p>　　受誤差的不可避免性和工藝水平的限制等因素影響，并聯(lián)運行的各電源

15、模塊的參數(shù)都會存在差異。致使其外特性不盡相同。帶載運行時，會導(dǎo)致輸出電流大的電源模塊熱應(yīng)力變大。損壞機率上升?？煽啃越档汀Ｒ虼?。在多電源模塊并聯(lián)運行的電源系統(tǒng)中必須引入有效的負(fù)載電流均流控制．防止一臺或多臺電源模塊運行在電流極限值狀態(tài)。</p><p>　　目前，在并聯(lián)的電源系統(tǒng)中，實現(xiàn)均流控制常用的技術(shù)主要有：輸出阻抗法、主從設(shè)置法、平均電流均流法、最大電流均流法I引、熱應(yīng)力自動控制法和外加均流控制器均流法等。

16、經(jīng)過比較，在此選用了最大電流均流法作為所研究的大功率電源模塊并聯(lián)運行時的均流控制策略。并針對均流效果進(jìn)行了仿真和實驗驗證。將多個中小功率模塊電源并聯(lián)可以共同承擔(dān)大功率的輸出，組成分布式電源系統(tǒng)。與傳統(tǒng)的集中式電源系統(tǒng)相比， 它可以通過改變并聯(lián)模塊的數(shù)量來滿足負(fù)載的大功率要求而無須重新設(shè)計電源系統(tǒng)。電源并聯(lián)運行是電源產(chǎn)品模塊化、大容量化的一個有效方法。同時電源N+n 的冗余并聯(lián)運行模式可以提高電源系統(tǒng)可靠性。由于各單元模塊輸出電壓不完全相

17、同，輸出阻抗也不一致，若直接并聯(lián)，會使其承受不均衡負(fù)載， 導(dǎo)致某些電源模塊因輸出電流偏大而縮短壽命，甚至因過流發(fā)生故障，因此必須采取均流措施來均衡各個電源模塊的輸出電流。</p><p><b>　　2 總體設(shè)計</b></p><p>　　2.1 課題方案的研究</p><p>　　本系統(tǒng)全部采用TI公司的優(yōu)質(zhì)芯片，以較為簡單的方案實現(xiàn)了題

18、目的全部功能和要求。</p><p><b>　　主要表現(xiàn)為：</b></p><p>　?。?）兩路獨立電源能在通常情況7.5V-9.5V內(nèi)調(diào)整，輸出1A以上電流，效率達(dá)到85%，紋波小于50mV。</p><p>　　（2）兩路進(jìn)行均流后，在不同負(fù)載下（輸出電流0～1A），不均流度3%以內(nèi)。</p><p>　?。?

19、）單路電流超過1.2A，能迅速保護(hù)，并會自動嘗試負(fù)載是否恢復(fù)正常。</p><p>　　2.2 DC-DC轉(zhuǎn)換方法及實現(xiàn)方案的論證與選擇</p><p>　　方案一：采用MB3759。PWM控制器(MB3759)的反饋通道由電壓誤差放大器EA、PWM比較器和鎖存器及驅(qū)動電路組成。管腳1作為直流輸出電壓的反饋信號，管腳2與芯片輸出的參考電壓相連，作為誤差放大器的參考輸入，管腳3輸入主電路的電

20、壓反饋。 受時鐘脈沖觸發(fā)，功率管開通，電感電流上升到由EA輸出決定的門限值時，PWM比較器翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動脈沖關(guān)斷功率管，電感電流下降，直到下一個時鐘脈沖到來，鎖存器置位，開關(guān)管重新開通。輸入電壓變化時，電感電流的上升斜率變化，輸出占空比改變以抑制輸入電壓的變化，這是一個前饋調(diào)節(jié)過程，響應(yīng)極快；負(fù)載擾動則是通過EA改變電流門限值進(jìn)行調(diào)節(jié)的。MB3759的芯片外圍電路如圖2-1。</p><p>　　圖2-1

21、 MB3759芯片外圍電路</p><p>　　方案二：采用TI 公司的集成芯片TPS5430。該芯片內(nèi)部集成110 mΩ的MOS 開關(guān)管，效率高達(dá)95%，輸出電流最高3A，能夠滿足題目的要求。該芯片固定為500KHz 開關(guān)頻率，可以采用較小的濾波電容、電感消除紋波。而且此芯片只需要配合少許外部原件便可精確、穩(wěn)定地得到輸出電壓。所以我們采用TPS5430芯片作為DC-DC模塊的主器件。如圖2-2是TPS5430

22、典型應(yīng)用電路。</p><p>　　圖2-2 TPS5430的典型應(yīng)用電路</p><p><b>　　2.3系統(tǒng)總體設(shè)計</b></p><p>　　經(jīng)過方案的論證和比較，最后的設(shè)計如下：電源芯片采用開關(guān)電源芯片TPS5430和均流芯片UCC29002。</p><p>　　3 硬件電路的設(shè)計</p>

23、<p>　　電路的硬件部分主要包括：開關(guān)電源芯片TPS5430模塊、均流芯片UCC29002模塊。</p><p>　　3.1 穩(wěn)壓模塊的設(shè)計</p><p>　　3.1.1 TPS5430的介紹</p><p>　　TPS5430是TI公司最新推出的一款性能優(yōu)越的DC /DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換芯片。TPS5430具有良好的特性, 其各項性能及主要參數(shù)如下:

24、高電流輸出: 3A (峰值4A) ; 　　　　寬電壓輸入范圍: 5.5～36V;高轉(zhuǎn)換效率: 最佳狀況可達(dá)95%; 寬電壓輸出范圍: 最低可以調(diào)整降到1.2V;內(nèi)部補償最小化了外部器件數(shù)量; 固定500kHz轉(zhuǎn)換速率;有過流保護(hù)及熱關(guān)斷功能; 具有開關(guān)使能腳, 關(guān)狀態(tài)僅有17uA靜止電流;內(nèi)部軟啟動。與其他同類型直流開關(guān)電源轉(zhuǎn)換芯片相比, TPS5430的高轉(zhuǎn)換效率特別值得關(guān)注。如圖3-1是在12V輸入電壓、5V輸出電壓時TPS5430

25、轉(zhuǎn)換效率與輸出電流的關(guān)系曲線圖。</p><p>　　圖3-1 TPS5430轉(zhuǎn)換效率與輸出電流的關(guān)系曲線圖</p><p>　　TPS5430功能和結(jié)構(gòu)：</p><p>　　(1) 管腳說明:TPS5430采取8腳SO IC PowerPADTM封裝, 如圖3-2為TPS5430的封裝圖。</p><p>　　(2) 內(nèi)部結(jié)構(gòu)及功能:&

26、lt;/p><p>　?、倬д?Oscillator) 頻率。固定500kHz轉(zhuǎn)換速率, 使得在同樣的輸出波紋要求下產(chǎn)生更小的輸出電感。</p><p>　?、诨鶞?zhǔn)(Reference) 電壓。通過縮放溫度穩(wěn)定能隙帶電路的輸出范圍, 基準(zhǔn)電壓系統(tǒng)產(chǎn)生精確的基準(zhǔn)信號。經(jīng)測試, 在允許的溫度范圍內(nèi), 1.1221V電壓輸出時能隙帶和縮放電路保持平衡。</p><p>　　③

27、 ENA (使能腳) 和( Slow Start) 內(nèi)部軟啟動。當(dāng)ENA腳上的電壓超過極限電壓時轉(zhuǎn)換器和內(nèi)部的軟啟動開始工作, 低于極限電壓,轉(zhuǎn)換器停止工作軟啟動開始復(fù)位。ENA腳接地或電壓小于0.15V時轉(zhuǎn)換器停止工作。ENA腳可以懸空。</p><p>　?、?UVLO (欠壓鎖定) 。TPS5430帶有UVLO電路。無論在上電或掉電過程中, 只要V IN (輸入電壓) 低于極限電壓, 轉(zhuǎn)換芯片不工作。UVL

28、O比較器的典型遲滯值為330mV。</p><p>　　⑤ Boost Capacitor (啟動電容) 。在BOOT腳和PH腳間連接0.101μF的陶瓷電容, 為MOSFET的高端提供門電壓。</p><p>　　⑥ VSENSE (外部反饋) and Internal Compensation (內(nèi)部補償) 。輸出電壓通過外部電阻分壓被反饋到VSENSE腳。在穩(wěn)定狀態(tài)下, VSENSE

29、腳的電壓等于電壓參考值11221V。TPS5430擁有內(nèi)部補償電路, 簡化了芯片設(shè)計。</p><p>　?、?Voltage Feed Forward (電壓正反饋) 。內(nèi)部的電壓正反饋保證了無論輸入電壓如何變化電源芯片都有一個恒定的增益。這大大簡化了穩(wěn)定性分析, 改進(jìn)了瞬態(tài)響應(yīng)。TPS5430的正反饋增益典型值為25。</p><p>　?、?Pulse - W idth - Modu

30、lation Control (脈寬控制) 。轉(zhuǎn)換器采取固定頻率控制方式。</p><p>　?、?Overcurrent Protection (過流保護(hù)) 。過流保護(hù)電路使得電流超過極限值時, 內(nèi)部的過流指示器設(shè)置為真, 過流保護(hù)被觸發(fā)。</p><p>　?、?Thermal Shutdown (熱關(guān)斷) 。接點溫度超過了溫度關(guān)斷點, 電壓參數(shù)被置為地, 高端MOSFET關(guān)斷。受軟啟

31、電路的控制, 當(dāng)接點溫度降到比溫度關(guān)斷點低14℃時, 芯片重新啟動。</p><p>　　圖3-2 TPS5430封裝圖</p><p>　　本次作品為了節(jié)省調(diào)試時間和成本，未使用散熱的9腳，直接焊接在萬用轉(zhuǎn)接板上，并不加其他處理。經(jīng)測試發(fā)現(xiàn)，可以達(dá)到5V/1A的設(shè)計要求，并且芯片短時間內(nèi)不會很燙，可以達(dá)到實用要求。作為DC 變換電源芯片，體積如此小且不加散熱，能達(dá)到此設(shè)計必須要求芯片效

32、率高。根據(jù)官方Datasheet 及相關(guān)產(chǎn)品開發(fā)手記，此芯片最高效率可達(dá)95%。雖然使用面包板搭成整塊電路，但是布線上嚴(yán)格遵循了開關(guān)電源的布線要領(lǐng)。圖3-3是官方Datasheet 給出的參考布線：</p><p>　　圖3-3 參考布線圖</p><p>　?、?PowerPAD要求與地相連, 可在芯片正下方放置焊盤, 并打過孔, 以方便正確焊接。</p><p&g

33、t;　　②對ENA腳沒有特殊要求時可懸空, 也可預(yù)留出信號過孔。</p><p>　　參考此圖在面包板上稍加改進(jìn)，測試可以達(dá)到設(shè)計要求（100mV以內(nèi)）。電路使用了很多貼片元件，減小了走線對參數(shù)的影響。電路中標(biāo)有PH 的線對電路紋波影響較大。輸出儲能回路，采用了儲能比較大的環(huán)形電感和ESR 值及漏電比較小的鉭電解電容。起初，我們采用了22uH 的開環(huán)式電感，相比較大多數(shù)設(shè)計方案，電感選取值比較小，不利于儲能，而且

34、理論上認(rèn)為，開環(huán)電感對電路影響會比較大。于是換用50uH的環(huán)形電感進(jìn)行比較。結(jié)果發(fā)現(xiàn)效果并不明顯。開關(guān)電源的頻率越高，儲能電感和電容就可以越小，使用此芯片時，22uH 的小電感完全可以滿足要求，而且利于把電源體積做小，節(jié)約成本。鉭電容的性能好，而且價格較鎳電容低廉。采用電容并聯(lián)，實現(xiàn)大容量、低ESR 值。由于貼片鉭電容耐壓值的缺陷，不宜選用太大的電感，否則通電瞬間的高電動勢會燒毀電容。芯片2、3 腳雖然無電氣連接，設(shè)計電路時必須將這兩腳

35、懸空。兩腳上存在干擾噪聲，如果不懸空，會對電路造成很大影響。</p><p>　　3.1.2 穩(wěn)壓模塊原理圖</p><p>　　本次設(shè)計采用了具有高轉(zhuǎn)換效率的TSP5430.如圖3-4是穩(wěn)壓模塊原理圖:</p><p>　　圖3-4 穩(wěn)壓模塊原理圖</p><p><b>　　元件的選擇:</b></p>

36、<p>　?、佥斎腚娙?。TPS5430需要一個稍大些的退耦電容。這里推薦10μF (C 1) 的高性能陶瓷電容。也可以選擇小一點的電容, 但要滿足輸入電壓和額定電流波紋要求。</p><p>　　②輸出濾波器件。輸出濾波器件, 即L 1、C 3。TPS5430具有內(nèi)部補償電路。輸出電感與最大輸出電流有關(guān), 這里選擇100μH電感。輸出電容是影響額定電壓、額定波紋電流和等價阻抗( ESR) 的重要設(shè)計

37、因素。此應(yīng)用中選擇100μF輸出電容。</p><p>　　③輸出電壓設(shè)置。輸出電壓由VSENSE腳的電阻(R 1、R 2 ) 決定。輸出電壓8V, R1為1.5kΩ, 則確定R2為3kΩ。</p><p>　?、?BOOT (啟動) 電容。BOOT電容C 2選擇0.01μF。</p><p>　?、莶东@二極管。TPS5430需要外部捕獲二極管, 選擇D1肖特基二極

38、管。</p><p>　　3.2 均流芯片的模塊設(shè)計</p><p>　　3.2.1 UCC29002的介紹</p><p>　　在分布式電源系統(tǒng)中，并聯(lián)工作的各個電源模塊特性不可能完全一致，如不采取措施可能會導(dǎo)致某個模塊承受較大的電流壓力，引起該模塊甚至整個系統(tǒng)的故障。因此，在多模塊并聯(lián)運行系統(tǒng)中必須引入有效的均流控制策略，從而使各模塊均勻地承擔(dān)負(fù)載功率，提高系

39、統(tǒng)的可靠性。</p><p>　　目前，開關(guān)電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法有：輸出阻抗法、主從均流法、平均電流自動均流法、最大電流自動均流法和外加均流控制器法等，其中最大電流自動均流法因其均流精度高、負(fù)載調(diào)整率高、動態(tài)響應(yīng)好、易于實現(xiàn)冗余的優(yōu)點而得到廣泛應(yīng)用。其工作原理是：在n個并聯(lián)的模塊中，輸出電流最大的模塊，將自動成為主模塊，其余的模塊則為從模塊。各從模塊的電壓誤差依次被整定，以校正負(fù)載電流分配的不均衡。采用這種

40、方法可以較好地實現(xiàn)冗余，不會因某一個模塊的故障而影響整個系統(tǒng)的運行。</p><p>　　UCC29002是根據(jù)最大電流自動均流法開發(fā)的8引腳均流控制器，它提供了多個獨立電源或者DC/DC模塊并聯(lián)均流所需的所有功能。其主要特點是：</p><p>　　(1)精度高：全負(fù)載范圍均流誤差小于1%；</p><p>　　(2)可高端和低端檢測電流；</p>

41、<p>　　(3)超低失調(diào)電壓的電流檢測放大器；</p><p>　　(4)全量程可調(diào)節(jié)；</p><p>　　(5)均流總線對地短路或接電源正極短路保護(hù)；</p><p>　　(6)小尺寸8管腳MSOP封裝，外圍器件少；</p><p>　　(7)工作溫度范圍：-40°～+105°。</p>&l

42、t;p>　　如圖3-5是UCC29002的封裝圖：</p><p>　　圖3-5 UCC29002的封裝圖</p><p>　　如圖3-6為UCC29002內(nèi)部框圖。其均流基本過程為：電流檢測電阻在模塊電源的輸出端檢測到一個與模塊電源輸出電流成比例的信號，送入電流檢測放大器，而電流檢測放大器的輸出與模塊電源的輸出電流成正比例，且作為輸入信號供給均流驅(qū)動放大器的正輸入端。由于均流驅(qū)動

43、放大器增益為1，所以均流驅(qū)動放大器與電流檢測放大器的輸出電壓相等。當(dāng)該電壓相對于所有模塊電源的電位為最高時，則該電源模塊稱為主模塊，主模塊均流驅(qū)動放大器的輸出決定了均流母線電壓。其他模塊電源成為從模塊，由于串聯(lián)在均流驅(qū)動放大器輸出端的二極管的作用，從模塊的均流驅(qū)動放大器輸出不與均流母線相通。</p><p>　　圖3-6 UCC29002內(nèi)部框圖</p><p>　　誤差放大器穩(wěn)定狀態(tài)的

44、輸出電壓是電流檢測放大器的輸出與均流檢測放大器輸出電壓差的函數(shù)。當(dāng)工作在主模塊狀態(tài)時電壓差為零時，為確保誤差放大器正確的輸出狀態(tài)，有25 mV的偏置電壓串聯(lián)在它的反向輸入端，以增加主從模塊之間的轉(zhuǎn)換裕度。同時將確保工作在主模塊狀態(tài)的誤差放大器輸出為零，但所有的從模塊均產(chǎn)生非零的誤差電壓，該誤差電壓與各模塊電源電流檢測放大器的輸出和母線電壓之差成比例的。</p><p>　　誤差電壓用來調(diào)整模塊電源的輸出電壓，以平

45、衡所有并聯(lián)模塊電源的負(fù)載電流，這是通過調(diào)整放大器和緩沖三極管來實現(xiàn)的。調(diào)整放大器輸出的誤差信號用于驅(qū)動緩沖三極管。誤差信號定義為iADJ，通過iADJ改變RADJUST上的電壓來調(diào)節(jié)模塊電源的輸出電壓，從而實現(xiàn)模塊電源間的均流。</p><p>　　誤動作保護(hù)單元通過比較CSO和LS端的值防止均流總線對地短路或接電源正極短路。當(dāng)控制芯片發(fā)生故障時，通過控制調(diào)整放大器啟動和調(diào)整邏輯單元，防止輸出錯誤的調(diào)節(jié)信號，實現(xiàn)

46、對系統(tǒng)的保護(hù)。</p><p>　　在最理想的情況下該芯片能達(dá)到好于1%的均流效果。實際使用中，本作品在大電流時可以達(dá)到4%的均流效果。由于多路電源均流技術(shù)還在發(fā)展，使用UCC29002 時參考資料比較少。影響該芯片均流效果的主要是adj R 。經(jīng)過嘗試發(fā)現(xiàn)在本電路中該電阻取80 歐左右比較合適。EAO 端取10uF 和100 歐作為放電端。對均流效果影響較大的還與取樣電阻有關(guān)。由于電源芯片精度較高，小阻值取樣電

47、阻如果誤差較大，電路效果就會很差。本電路使用千分之一精度的0.05歐取樣電阻，滿足設(shè)計要求。由于條件所限，未能找到更小一點的取樣電阻。更小的取樣電阻可以提高電源整體效率。實際制作電路時，差動放大器的外圍電阻是經(jīng)過四位半萬用表實際量取的，保證了放大器本身的低誤差。</p><p>　　3.2.2 均流芯片模塊設(shè)計的實現(xiàn)</p><p>　　如圖3-7是加入UCC29002后的電路:<

48、/p><p>　　圖3-7 加入UCC29002后的電路</p><p>　　在幾路電源的UCC29002的均流母線連接后，系統(tǒng)會自動選出電流最大的一路。此路UCC29002內(nèi)部的三極管截止，即沒有電流流入其ADJ腳，故該路中只是反饋線上比無UCC29002時多了一個小電阻（R4，在此取66Ω）。而在電流較小的另一路電源中，UCC29002內(nèi)部三極管導(dǎo)通，該三極管發(fā)射極有一個500Ω電阻到地

49、，此時通過該三極管的電流即為VEAO /500。有此附加電流流過R4后，A點電壓下降，從而B點基準(zhǔn)電壓也下降，而不再是1.22V。此時為了使VSENCE恢復(fù)到1.22V，TPS5430將增加PWM脈沖寬度，增加VOUT 從而提高該路電流輸出，達(dá)到均流目的。在電流取樣中，我們使用了5KΩ的取樣電阻。為了將該路電流值讀入單片機，實現(xiàn)更精確的過流保護(hù)，我們曾將UCC29002內(nèi)部差動放大器提供一個很大的放大倍數(shù)，但導(dǎo)致了差動放大器的工作不穩(wěn)定

50、，同時均流誤差也很大。綜合考慮均流誤差和過流保護(hù)，我們將放大倍數(shù)減小為100倍。在R4的選擇上，我們試驗了20—100Ω。當(dāng)R4取20Ω時，只有當(dāng)兩路電流相差較小時，系統(tǒng)才具有較好的調(diào)節(jié)能力。當(dāng)R4取100Ω時，系統(tǒng)對電流有較強的調(diào)節(jié)能力，但對</p><p>　　3.2.3均流芯片的模塊設(shè)計原理圖</p><p>　　如圖3-8是UCC29002均流模塊原理圖1,如圖3-9是UCC290

51、02均流模塊原理圖2：</p><p>　　圖3-8 UCC29002均流模塊原理圖1</p><p>　　圖3-9 UCC29002均流模塊原理圖2</p><p>　　以下是均流模塊原理圖中涉及的原器件以及原理的介紹:</p><p>　　1.電流采樣放大器current sense amplifier (CS＋，CS－，CSO):

52、UCC29002的電流采樣放大器通過一低值電流采樣電阻器便可獲得高精度和較高幅值的電壓。但應(yīng)注意其放大倍數(shù)的設(shè)定應(yīng)滿足CSO的輸出電壓小于供電電源的電壓。</p><p>　　2.均流總線電壓驅(qū)動放大器 load share bus driver amplifier (CSO):此放大器事實上實現(xiàn)一個無壓降的理想二極管功能，把二極管放置在放大器的反饋環(huán)內(nèi)，二極管功能自動地被建立起來。均流總線驅(qū)動放大器能把自己的

53、輸出電流感應(yīng)電壓反饋到總線（LS）上，而當(dāng)母線電壓則不會倒灌回CSO端。</p><p>　　3.均流總線電壓接收放大器load share bus receiver amplifier (LS):此放大器是一電壓跟隨器，把總線電壓反饋回內(nèi)部供比較器用，同時也保證了均流總線在UC39002內(nèi)部沒有負(fù)載。 </p><p>　　4．誤差放大器error amplifier (EAO):放大

54、器的同相輸入端連接均流總線的反饋電壓，反相輸入端連接自的輸出電流感應(yīng)電壓，比較后的輸出電壓即為誤差電壓，并在輸出端并接3V穩(wěn)壓管，對電壓峰值予于限制，再給下一級調(diào)節(jié)放大器使用。</p><p>　　5．調(diào)節(jié)放大器輸出adjust amplifier output (ADJ):內(nèi)置了500Ω下拉電阻，及用于調(diào)節(jié)的三極晶體管，采用集電極開路輸出，可用于外接電阻及其它電路。晶體管的電流，即（ADJ）的輸入電流便受控于誤

55、差放大器的輸出電壓(EAO)。 </p><p><b>　　6．保護(hù)邏輯電路:</b></p><p>　?。?）在待機情況下均流母線自動不聯(lián)接</p><p>　　（2）均流母線對地短路或接至電源能自動保護(hù)</p><p>　?。?）供電電源過欠壓保護(hù)</p><p>　　（4）啟動邏

56、輯電路</p><p><b>　　3.3電流取樣模塊</b></p><p>　　如圖3-10是電流取樣模塊原理圖：</p><p>　　圖3-10 電流取樣模塊原理圖</p><p>　　UA741是比較器。當(dāng)取樣電流發(fā)生變化時，UA741輸出發(fā)生變化，導(dǎo)致繼電器中的電感線圈產(chǎn)生電流，從而使繼電器工作。這樣取樣電阻

57、短接，兩路均流電路的取樣電阻之比為2:1，電流之比也為2:1。</p><p>　　4.系統(tǒng)的分析與計算</p><p>　　4.1 DC-DC轉(zhuǎn)換模塊的設(shè)計</p><p>　　TPS5430 內(nèi)部集成了PWM 產(chǎn)生電路、高位場效應(yīng)管驅(qū)動電路以及低導(dǎo)通電阻的NMOS 管，所以TPS5430的外圍電路只需一個自舉電容、輸出濾波器以及反饋電阻即可。</p>

58、;<p>　　4.2 二極管的選取</p><p>　　要想做到高效率,續(xù)流二極管的壓降要小并且恢復(fù)速度足夠快。普通的二極管，正向壓降比較大。同時，由于開關(guān)管高速地在導(dǎo)通與截止?fàn)顟B(tài)之間轉(zhuǎn)換，二極管反應(yīng)速度不夠快，二極管會大量發(fā)熱并且使TPS5430的輸出波形也會受到影響，整個系統(tǒng)的效率很低。肖特基二極管同時擁有低壓降和快恢復(fù)的特性，是不錯的選擇?？紤]到通過二極管的瞬態(tài)尖峰電流可能達(dá)到2A，我們選擇

59、了肖特基二極管SB540，它的反向耐壓值為40V，可承受的瞬態(tài)尖峰電流能達(dá)到50A。</p><p>　　4.3 輸出濾波器</p><p>　　電感和電容是DC-DC 輸出濾波器的關(guān)鍵，他們共同擔(dān)負(fù)著儲能與濾波的作用。在設(shè)計輸出濾波器時，我們可以選擇一階LC濾波器或二階甚至更高階LC濾波器。但考慮到本題目對效率及紋波的要求，我們決定選擇低階濾波，以降低濾波器的消耗。通過對電感和電容的計

60、算與測試，我們發(fā)現(xiàn)一階LC 濾波器即可滿足本題目對紋波的要求。由于TPS5430 開關(guān)管的工作頻率為500KHz，頻率較高，故對電容電感的選擇已經(jīng)較為苛刻。輸出紋波電壓一般是輸出電感上紋波電流流過輸出電容的等效電阻形成的，為了降低紋波，我們需要盡量降低輸出電感的匝間電容和輸出電容的等效電阻。而低ESR的電解電容都較為昂貴，故我們在電感上進(jìn)行改進(jìn)。通過對電感最佳值的計算，并考慮到電感中的漏磁會對電路產(chǎn)生干擾，我們選擇了100μH 帶磁屏蔽

61、的電感，經(jīng)過實測，可以將滿載時的紋波電壓控制在峰峰值30mV左右。</p><p>　　4.4 電感的計算</p><p>　　由于TPS5430采用自舉的方法驅(qū)動內(nèi)部NMOS管，經(jīng)實際測量，在TPS5430輸入電壓為8V時，其NMOS管漏極電壓為13V。假設(shè)輸出電容足夠大，則在NMOS管截止時 = ?Vout =13?5 = 8。其中， = 電感兩端電壓，= NMOS管漏極電壓，Vo

62、ut = 輸出電壓，假設(shè)紋波電流峰峰值不超過滿負(fù)載電流的30%，即Di = 1A × 30% = 0.3A。TPS5430的工作周期為。假設(shè)在滿負(fù)載輸出時PWM占空比位65%，所以導(dǎo)通時間為電感值可以由以下公式計算：式中，L = 要求的電感，單位為μH， Dt單位為μs， Di單位為A，VL單位為V因此，,由于最低輸出電壓為4.5V，且為使紋波電壓（即紋波電流）進(jìn)一步減小，故應(yīng)適量使用更大的電感，在此選擇電感值為100μH。&

63、lt;/p><p>　　4.5輸出電容的計算</p><p>　　式中， Di為輸出電流變化量，單位為ADt為導(dǎo)通時間，單位為μs, 為輸出紋波電壓峰峰值，單位為V，此處假設(shè)允許輸出紋波為0.1V,因此，,但當(dāng)電源的負(fù)載從最大突然變?yōu)榱銜r，電感中儲存的能量將會傳送到電容中，但輸出電容為3.9μF將會出現(xiàn)嚴(yán)重的過沖電壓，這是不允許的，故從能量的角度，其中，I = 最大輸出電流 = 1A, = 最

64、大輸出電壓 = 5.5V, = 正常輸出電壓 = 5V,因此，電容最小值為 ,再者，為了得到更好的紋波效果，及更好的防止過沖的發(fā)生，該電容在實際應(yīng)用時最終選擇了100μF。</p><p><b>　　5.硬件電路制作</b></p><p><b>　　5.1 PCB制作</b></p><p>　　制作電子產(chǎn)品很大的

65、一部分要花在PCB的設(shè)計制作中，特別對與復(fù)雜的電子線路更是如此。以下就是PCB設(shè)計的總體流程。 </p><p>　　(1)首先畫好電原理圖，加載各元器件的封裝，為PCB設(shè)計做好準(zhǔn)備。 (2)進(jìn)行PCB更新，加載網(wǎng)絡(luò)表。 (3)進(jìn)行規(guī)則設(shè)置，因為電路較為簡單，采用單面板敷設(shè)。 (4)元器件自動布局，再進(jìn)行手動調(diào)整。 (5)進(jìn)行自動布線，和手動修改，將布好線的PCB圖進(jìn)行完善，如地線

66、加粗等，PCB圖如附錄3所示。 (6)PCB輸出 。 (7)打印底圖，接下來就是圖形轉(zhuǎn)移，通過高溫壓制把打印出來的底圖附到銅板上。 (8)化學(xué)蝕刻，它是利用化學(xué)方法除去板上不需要的銅箔，留下組成圖形的焊盤、印制導(dǎo)線及符號等。常用的蝕刻溶液有酸性氯化銅、堿性氯化銅、三氯化鐵等。 (9)最后就是打孔了，打完孔清洗干凈就制作完成了。</p><p><b>　　5.2 電路組裝

67、</b></p><p>　　(1)電路組裝可是一門技術(shù)活，首先要熟悉PCB的結(jié)構(gòu)，然后對應(yīng)原理圖準(zhǔn)確的放置元器件的位置。</p><p>　　(2)元器件是不能混淆的，特別是電阻容易讀錯。焊電路時要特別專心，這樣是為了防止?fàn)C傷。根據(jù)電路原理圖先設(shè)計好元器件的布局、銅箔走線圖；然后按照圖紙依次安裝元件，焊接引腳固定并剪腳，安裝順序是先小元件后大元件，這樣會比較方便，而且元器件整

68、體感覺也會很美觀。一些容易受靜電損傷的半導(dǎo)體器件要最后安裝；最后才來連通走線。</p><p>　　(3)走線的連接雖然可以使用跨接方式，但為了方便今后正式產(chǎn)品的PCB布板要求，應(yīng)盡量少用跨接或非規(guī)范的跳線。長距離的走線分段焊接固定，間距較小、容易碰線的走線宜使用絕緣導(dǎo)線，如漆包線、塑皮硬線等，線徑應(yīng)根據(jù)電流大小確定，電源線應(yīng)加粗，如果沒有電流要求，一般選用0.5mm左右線徑。 </p><p

69、>　　6. 系統(tǒng)的調(diào)試與性能指標(biāo)</p><p><b>　　6.1 硬件調(diào)試</b></p><p>　　（1）此題目無論對于控制電壓輸出要求都非常高，其穩(wěn)定性、精度直接影響最終結(jié)果。我們采取了一些抗干擾措施。例如引線盡量短，加大散熱的考慮，減少交叉，挑選質(zhì)量過硬的元件，每個芯片的電源與地之間都接有濾波電路。實踐證明，這些措施對消除某些引腳上的“毛刺”及高頻

70、噪聲起到了很好的效果。</p><p>　　（2）因為部分模塊的電壓電流都較高，在調(diào)試過程中注意了過流保護(hù)和尖峰電壓的處理，以免燒壞電路。</p><p>　　(3)如圖6-1是硬件調(diào)試圖:</p><p>　　圖6-1 硬件調(diào)試圖</p><p><b>　　6.2指標(biāo)測試</b></p><p&

71、gt;　　6.2.1 輸入電路的調(diào)試</p><p>　　輸入電路由抗干擾電路、整流濾波電路組成，這部分電路調(diào)試較為簡單，通電前先用萬用電表RX1K檔測量濾波電容兩端電阻，正常應(yīng)有充放電現(xiàn)象，如為零則有短路故障，必須排除后才能通電；然后裝上保險管，接上隔離變壓器，測量輸入兩端電壓，約為24V，說明電路工作正常。如無電壓說明電路某處有開路點。</p><p>　　空載輸出電壓：將電源的輸入電

72、壓調(diào)至開關(guān)電源的額定電壓，用萬用表測試電源的輸出電壓，圖6-2就是測試圖。</p><p>　　圖6-2 空載接線示意圖</p><p>　　額定負(fù)載下電源輸出：這一步測試包括額定輸出電壓和電流的測試，首先要確定電源的額定負(fù)載，一般選擇電阻作為負(fù)載。</p><p>　　額定負(fù)載計算公式： （6-1）</

73、p><p>　　注：式中 R0 為額定負(fù)載電阻值，U 為標(biāo)稱輸出電壓值，P 為額定功率。</p><p>　　確定了額定負(fù)載以后，將電源額定輸入電壓接上，接通電源的負(fù)載回路，在負(fù)載回路中串一個電流表(為安全計，推薦采用串入精密分流電阻器測其壓降，換算為電流值)，測試回路中的電流，用萬用表電壓檔測試開關(guān)電源輸出電壓。并記錄電壓電流值。接線圖如6-3所示，圖中 R0 為額定假負(fù)載，采用50/100

74、W電阻代替。 </p><p>　　圖 6-3 額定負(fù)載接線示意圖</p><p>　　通過測試，當(dāng)空載（無窮大）時，電壓表側(cè)得輸出電壓=8.12V；當(dāng)調(diào)整負(fù)載電阻至額定輸出功率工作狀態(tài)，供電系統(tǒng)的直流輸出電壓=7.92V，其誤差為0.2V，其符合范圍。</p><p>　　6.2.2 效率測試</p><p>　　測試方法：輸出端接入一個

75、50/100W電阻（使電路處于額定負(fù)載狀態(tài)），測試輸入電壓和輸入電流，輸出電壓和輸出電流，計算效率η。如圖6-4是功率測試圖。</p><p>　　(1)交流輸入電壓24V，測出對應(yīng)的穩(wěn)定的直流輸出電壓值Uo和直流輸出電流Io,對應(yīng)的交流輸入功率Pin(測出輸入電壓U和輸入電流I就能算出Pin)。</p><p><b>　　(2)計算效率。</b></p>

76、;<p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　(3)對于多路輸出，其輸出功率為各路輸出功率之和。</p><p>　　圖 6-4 功率測試示意圖</p><p>　　保持輸入電壓不變，用數(shù)字電壓表測得輸出主電壓、輸出電流 、輸入電壓、輸入電流，數(shù)據(jù)如表6-1所示：</p><p>　　表6

77、-1 電壓、電流數(shù)據(jù)記錄</p><p>　　η=Po/Pinｘ100%</p><p>　　=(UoｘIo)/Pinｘ100%</p><p>　　=(8.13*3.42/24*1.39)*100%</p><p><b>　　=83.34%</b></p><p>　　額定輸出功率工作狀態(tài)下

78、，供電系統(tǒng)的效率經(jīng)測定為80.34%，符合不低于60%標(biāo)準(zhǔn)。</p><p>　　6.2.3輸出電流比為I1：I2=1:1時的分流精度測試</p><p>　　調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓U0=8.0±0.4V，使兩個模塊輸出電流之和=1.0A ,經(jīng)測定可以實現(xiàn)按=1:1 模式自動分配電流，而且每個模塊的輸出電流的相對誤差絕對值不大于5%。如圖6-5是當(dāng)輸出電流之比為=1:1時的測

79、試圖;表6-2是當(dāng)輸出電流之比為=1:1時的數(shù)據(jù)。</p><p>　　6.2.4輸出電流比為I1：I2=1:2時的分流精度測試</p><p>　　調(diào)整負(fù)載電阻，保持輸出電壓U0=8.0±0.4V，使兩個模塊輸出電流之和=1.5A ，經(jīng)測定當(dāng)電流之和達(dá)到1.5A時，繼電器有反應(yīng)，按= 1:2 模式自動分配電流，且每個模塊輸出電流的相對誤差絕對值不大于5%。如圖6-5是當(dāng)輸出電流

80、之比為=1:2時的測試圖;表6-2是當(dāng)輸出電流之比為=1:2時的數(shù)據(jù)。</p><p>　　圖6-5 輸出電流比為=1:1和=1:2時的測試圖</p><p>　　表6-2 輸出電流比為=1:1和=1:2時的分流精度測試</p><p><b>　　7. 結(jié) 論</b></p><p>　　通過介紹電源芯片TP

81、S5430和均流芯片UCC29002的基本原理和工作特點，并在此基礎(chǔ)上利用開關(guān)電源芯片TPS5430和均流芯片UCC29002，開發(fā)設(shè)計了一個直流電源均流電路。本次設(shè)計的直流電源均流電路主要利用負(fù)載共享控制器UCC29002 實現(xiàn)。在DC-DC模塊正常工作時，將兩路UCC29002的均流母線連接，此時UCC29002將會自動選出電流最大的一路，并將此路電源作為主電源。均流母線上的電壓將由主電源的輸出電流決定，從電源的UCC29002 接

82、收到母線上的信號后，會控制該路DC-DC 模塊稍稍提高輸出電壓。通過減小從電源與主電源的電壓差來提高該路輸出電流，從而達(dá)到均流。</p><p>　　雖然各項指標(biāo)的要求基本達(dá)到，但在整個設(shè)計過程及調(diào)試結(jié)果中還存在著許多不足之處。首先，是前期工作，對芯片的應(yīng)用能的了解相對薄弱，沒有達(dá)到預(yù)期的目標(biāo)。其次，在硬件制作時,因為種種原因,使一些器件燒毀。但最終克服種種困難后才得以完成。</p><p&g

83、t;<b>　　參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　[1] 符贊宣，瞿文龍，張旭．平均電流模式DCIDC變換器均流控制方法[J]．清華大學(xué)學(xué)報，2003，43(3)：337—340．</p><p>　　[2] 王字飛．基于最大均流法的DCIDC變換器并聯(lián)系統(tǒng)研究[D]．北京：中國科學(xué)院研究生院，2004．</p><p>　　[3]

84、王正國．DCIDC變換器并聯(lián)均流技術(shù)研究[D]．成都：西南交通大學(xué)。2007．</p><p>　　[4] 張軍明，謝小高，吳新科，等．DCIDC模塊有源均流技術(shù)研究[J]．中國電機工程學(xué)報，2005，25(19)：3l一36．</p><p>　　[5] 袁姍姍．中小功率DCIDC模塊并聯(lián)均流方案的優(yōu)選及實現(xiàn)的研究[D]．杭州：浙江大學(xué)，2006．</p><p&

85、gt;　　[6] 侯振義．直流開關(guān)電源技術(shù)及應(yīng)用[M]．北京：電子工業(yè)出版社，2006．</p><p>　　[7] Advanced 8-Pin Load-Share Controller [R].Texas Instruments，2001，SLUS495H</p><p>　　[8] Lisa Dinwoodie.UCC39002 Advanced Load-Share Con

86、trollerUser’s Guide，HPA027A[R].Texas Instruments，2003.</p><p>　　[9] 盧游. 直流電源的均流，電子科技大學(xué)論文，2003．</p><p>　　[10] Laszlo Balogh.The UC3902 Load Share Controller and itsPerformance in Distributed Powe

87、r [R].Texas Instruments，2003.</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　在本課題研究過程中，我學(xué)到了很多相關(guān)專業(yè)的知識，也使我在大學(xué)期間所學(xué)知識有了很好的應(yīng)用和實踐。在此期間我的導(dǎo)師淵博的理論學(xué)識，忘我的工作精神，嚴(yán)謹(jǐn)?shù)闹螌W(xué)作風(fēng)以及平易近人的待人態(tài)度都給我留下了極為深刻的印象，使我受益匪淺，并將成為我在今后的工作中

88、學(xué)習(xí)的榜樣。老師盡管自己工作十分繁忙，但仍對我的設(shè)計給予了悉心的指導(dǎo)，解決了我的不少設(shè)計中遇到的困難。正是由于鄭老師的關(guān)心和支持，使得我的學(xué)業(yè)能夠順利的完成 。在此，謹(jǐn)向辛勤教育我的老師表示深深的敬意和由衷的感謝。</p><p>　　另外，還要向關(guān)心和支持我學(xué)習(xí)的院領(lǐng)導(dǎo)和班主任表示真摯的謝意！感謝你們對我一直以來的關(guān)心、關(guān)注和支持！</p><p>　　同時，我要對全班同學(xué)表示衷心的感謝