外文翻譯--改進具有功率因數(shù)校正方案降壓型變換器的控制策略（譯文）

1、<p><b>　　中文7900字</b></p><p>　　改進具有功率因數(shù)校正方案降壓型變換器的控制策略</p><p>　　降壓型高功率因數(shù)PWM變換器拓撲結構不僅能夠充分有效消除輸入電流的諧波，而且其具有高效率，缺乏浪涌電流，能夠獲得較低的直流輸出電壓，具有短路保護等優(yōu)點。對通訊能量系統(tǒng)而言，降壓型高功率因數(shù)轉換器的固有性能成為有吸引力的電源供應器

2、能源系統(tǒng)。另一方面，因為這種類型的轉換器必須采用高電感值的電抗器，這些都會增加設備的尺寸和重量，進而阻礙其廣泛使用。</p><p>　　本文提出了一種降壓型高功率因數(shù)PWM轉換器的一種新的控制策略，它可以縮小電抗器的體積和重量，也能消除了輸出電壓中的脈動分量。本文對它的工作原理和仿真結果進行了描述。</p><p><b>　　引言</b></p>&

3、lt;p>　　高功率因數(shù)轉換器可分為三個類型：降壓型，升壓型，降壓升壓型拓撲結構。圖1顯示了這三種類型電路拓撲的非隔離電路的典型配置。當功率開關管T1處于導通時，這三種電路中電抗器L1存儲能量，而但T1關斷時，L1中存儲的能量轉移到電容C1。適當?shù)目刂齐娍蛊鞯妮斎腚娏鞯牟ㄐ问怪蔀檎也ㄇ遗c電網(wǎng)輸入電壓Vin同相位。</p><p>　　在升壓型和降壓升壓型轉換器的情況下，當功率開關管T1處于導通時，交流輸

4、入電壓直接給電抗器L1提供能量，L1上的電壓即為輸入電壓。但是在降壓型轉換器中，電抗器L1上的電壓為交流輸入電壓絕對值與直流輸出電壓的差值。 </p><p>　　因此，在升壓型和降壓升壓型轉換器中可以一直在電抗器L1中積累能量，而在降壓型變換器中只有當交流輸入電壓的絕對值低于輸出電壓是不可能的在電抗器L1中積累能量的。由于這個原因，降壓型使我們有必要積累足夠的能量在電抗器中，以便在輸入電壓的絕對值很低提供所

5、需要的能量。這意味著降壓型相對于升壓型或降壓升壓型需要更大的電感值，而較大的電感會增加物理尺寸和電抗器的重量。</p><p>　　這就需要在降壓型高功率因數(shù)轉換器中盡可能減小反應電抗器的電感值，但是減小電感將增大反應電抗器的電流紋波，從而導致交流輸入電流的大量失真。為了解決這個問題，采用脈沖面積調制的控制策略，即使當反應電抗器中包含一個很大的紋波電流時，輸入電流中也幾乎沒有任何失真。</p>&l

6、t;p>　　圖1典型的非隔離的三高功率因數(shù)整流器的電路配置類型</p><p>　　降壓型高功率因數(shù)整流器的運行原理</p><p>　　圖2顯示了降壓型高功率因數(shù)變換器的電路結構。反應電抗器Lout有足夠的大小，電抗器Lout上的電流I保持了連續(xù)模式。當T1處于導通時，電流的流通路徑為：輸入電壓Vin —D1—T1—Lout—C1—D4—輸入電壓Vin，輸入電流I（Vin）等于電抗

7、器上的電流I（Lout）。</p><p>　　當T1處于關斷時，電抗器上的電流通過以下路徑：Lout—C1—Df—Lout，這使得輸入電流I（Vin）為零。</p><p>　　圖2主電路配置降壓型高功率因數(shù)變換器</p><p>　　因此，當Lout的值足夠大，其電流紋波小的可以忽略不計，變換器的控制電路如圖3所示，將電網(wǎng)的正弦波電壓波形與鋸齒載波進行比較。&

8、lt;/p><p>　　圖3常規(guī)控制電路配置</p><p>　　通過這一過程，對開關裝置采用PWM控制策略，而控制輸入電流以使才能成為一個完美的正弦波。</p><p>　　圖4給出了仿真的波形。與輸入電壓同相位的正弦波波形V（20），與鋸齒波V（IO）比較，來產(chǎn)生開關器件T1的驅動信號。產(chǎn)生的輸入電流I（Vin）的波形如圖4所示。圖5顯示了輸入電流I（Vin）的傅

9、立葉分析結果的波形。所有的諧波成分都在2％以下。</p><p>　　圖4 電感器Lout無紋波電流的仿真分析</p><p>　　圖5無紋波電流的電感器Lout輸入電流的傅立葉分析</p><p>　　為了使PWM控制更容易理解，仿真中假設開關管的工作頻率為2KHZ。在實際電路中，工作頻率設定在高幾十千赫茲的水平，而輸入電流I（Vin）中的高頻率分量中可以很容

10、易通過一個小濾波器濾過。</p><p>　　但是，當紋波電流電抗器上的電流I（Lout）不能忽略不計時，相對于紋波電流的大小來說，采用圖3的控制策略帶來了輸入電流波形失真。</p><p>　　圖6給出了當電抗器的紋波電流I（Lout）不能忽略不計時仿真結果。在這種情況下，反應電抗器的電流I（Lout）包含峰峰值為28A的紋波電流，因此，輸入電流I（Vin）的波形如圖6所示。圖7顯示了輸

11、入電流I（Vin）傅里葉波形分析的結果。有一個約13.5％的三次諧波分量，仿真參數(shù)設置如表1。</p><p>　　圖6電抗器Lout的大脈動仿真分析</p><p>　　圖7帶有大紋波電流電抗器輸入電流的傅立葉分析</p><p><b>　　表1 仿真配置</b></p><p><b>　　脈沖面積調制

12、</b></p><p>　　控制電路的實現(xiàn)與控制策略</p><p>　　當脈沖寬度依據(jù)反應器的電流瞬時值做適當?shù)目刂茣r，即使反應電抗器的電流I（Lout）中含有一個很大波紋，也能形成一個正弦波的輸入電流。通過開關裝置調節(jié)電流脈沖面積的調制方法是最合適的控制策略。</p><p>　　已經(jīng)提出了在降壓升壓型電路中采用調制脈沖面積調制方法[1]。但在電抗

13、器工作頻率時高，在降壓型轉換器電路采用脈沖面積調制似乎比降壓升壓更加顯示出優(yōu)勢。</p><p>　　圖8顯示了包含脈沖面積調制控制電路的實現(xiàn)。電抗器電流I（Lout）是由分流器SH1檢測的，其電壓V（SH1）被放大后送入積分電路。這種積分電路在固定的時間間隔復位，它的輸出是鋸齒波V（IO），它與電抗器I（Lout）成正比。此鋸齒波與參考電壓V（20）進行比較，V（20）是由輸入電壓V1經(jīng)過處理后得到的，從而獲得

14、驅動開關器件T1的PWM波。</p><p>　　該電路將直流輸出電壓Vour和參考電壓Vref進行了比較，并使用乘數(shù)器來控制V（20）的幅值，因此能夠控制輸出電壓為一個恒定的值。</p><p><b>　　圖8控制電路的配置</b></p><p>　　圖9說明了應用于控制電路中脈沖面積調制的原理。由于應用在調制電路中的鋸齒波V（10）是由

15、電抗器（Lout）的電流通過積分形成的，其正比于電抗器電流I（Lout），當電抗器電流逐漸增加，電流形成一個按圖9所示按階梯逐漸增加的鋸齒波。假設參考電壓V（20）具有恒定值如圖9所示，T1的占空比是逐漸減小。因此，輸入電流波形I（Vin）成為的峰值逐漸增大而脈沖寬度逐漸減小的方波，如圖9所示。</p><p>　　圖9中劃斜線的脈沖的峰值是打點脈沖的兩倍，為了達到等面積原則，它的脈沖寬度只有一半。如果參考電壓波

16、形是常數(shù)，這些脈沖的面積將不會改變，但如果參考電壓波形增加會減小則脈沖面積等比例的增加或減少。脈沖的面積等于輸入電流I（Vin）的瞬時值。因此，如果參考電壓波形變成如圖8所顯示的正弦波，輸入電流將會變成正弦波。</p><p>　　圖9脈沖面積調制原理</p><p>　　使用脈沖面積調制的仿真結果</p><p>　　圖10 顯示了采用脈沖面積調制的一些仿真結果，

17、仿真參數(shù)上的設置如表1所示。很明顯，鋸齒波的頻率時與反應電抗器的電流I（Lout）成比例的定值。</p><p>　　圖10脈沖調制方案下的控制電路波形</p><p>　　圖11顯示了采用脈沖面積調制的另外一個仿真結果。每個輸入電流I（Vin）的脈沖峰值是等于反應電抗器的電流I（Lout）。為了使每個脈沖的面積可以按照交流輸入電壓V（2，1）而改變，輸入電流I（Vin）的脈沖寬度得到控制

18、。</p><p>　　圖11脈沖調制方案下主電路波形</p><p>　　圖12顯示了圖11中輸入電流I（Vin）傅里葉分析的結果。諧波成分的抑制遠遠高于圖7，圖7中沒有采用脈沖面積調制。正如圖4和圖6一樣，在圖10和圖11中工作頻率也設置為在2 kHz，使操作更容易理解。在實際電路，工作頻率設定為幾萬赫茲，輸入電流(Vin)中的高頻分量通過一個小濾波器很容易濾掉。</p>

19、<p>　　圖12脈沖調制方案下輸入電流的傅立葉分析</p><p>　　圖13 測量電感器的電流和輸入電壓波形</p><p><b>　　推薦電路的實驗結果</b></p><p>　　圖13和圖14顯示基于脈沖面積調制策略的小容量變換器的仿真波形。如圖13所示，雖然反應電抗器的電流中有很大的紋波成分，但輸入電流幾乎沒有失真，在

20、圖14所示。</p><p>　　圖14 測量輸入電壓和輸入電流波形</p><p>　　消除紋波電壓控制電路結構和控制策略</p><p>　　在電信能源電力供應系統(tǒng)中，防止通信設備的噪聲能有效的抑制直流輸出電壓的紋波到足夠小的值。但在單輸入高功率因數(shù)有源轉換器，通常電抗器電流中包含大量的電流紋波，其頻率是電網(wǎng)交流公頻的兩倍，基于這個原因，帶有兩倍公頻的電壓紋波

21、也會出現(xiàn)在輸出電壓中。</p><p>　　降壓型高功率因數(shù)轉換器的直流輸出電壓中也有大量的電壓紋波。圖15顯示了根據(jù)表1的條件設置的反應電抗器電流電流I（Lout）和直流輸出電壓V（7）的仿真結果。反應器的電流I（Lout）紋波電流在100赫茲時，峰峰值為28A，直流輸出電壓V（7）中包含峰峰值為0.74Vd的紋波電壓。</p><p>　　圖16顯示了最新提出的帶有輔助抑制開關電路的降

22、壓型高功率因數(shù)轉換器的電路配置，能有效的抑制輸出電壓紋波。輔助開關T2與二極管D5串聯(lián)之后再與反應電抗器Lout并聯(lián)。當T2是導通時，反應電抗器的電流通過T2和D5，當T2關斷時，反應電抗器的電流供應給C1。這意味著按照開關裝置T1和T2的工作狀態(tài)分，圖16有如表2中所列出的三個工作模式，但是兩個開關裝置同時導通時必須除去。</p><p>　　圖15輸出電壓的紋波波形</p><p>　

23、　圖16新型降壓型高功率因數(shù)變流器的主電路與輔助電路配置</p><p><b>　　表2 三種運行模式</b></p><p>　　如上所述，當T1的占空比按照脈沖面積調制來確定時，輸入電流形成一個正弦波。如果T2的占空比也按照脈沖面積調制來確定，一旦脈沖寬度確定后，直流輸出電壓中紋波電壓也被濾掉了。</p><p>　　圖17顯示了帶有輔助

24、開關T2的控制電路的電路配置。</p><p>　　T1的柵極驅動信號可以按照圖8的方式產(chǎn)生，T2的柵極驅動信號則是要通過比較通過積分電路后的輸出電壓V（10）和控制電壓V（30）而產(chǎn)生。</p><p>　　當V（10）比V（30）大時，輔助開關T2關閉并停止向C1傳輸能量。當V（10）比V（30）小時，輔助開關關斷，電源直接給C1供給能量。由于控制電壓V（30）是個恒定的值，供給C1的

25、能量具有恒定的值，直流輸出電壓Vout中沒有電壓紋波。</p><p>　　圖17帶有輔助開關T2的電路結構</p><p>　　帶輔助開關電路仿真結果</p><p>　　圖18顯示了控制電路的仿真波形。正如圖10所示，T1的柵極驅動信號是通過比較鋸齒波V（10）和正弦波V（20）而產(chǎn)生的，它具有與輸入電壓相同的相位。T2柵極驅動信號可以通過比較鋸齒波電壓V（1

26、0）和直流電壓V（30）產(chǎn)生的。直流電壓V（30）設置的盡可能高，沒有超過V（10）電壓的峰值。</p><p>　　圖18帶輔助開關的控制電路的波形</p><p>　　圖19顯示了T1的電流波形I（SW）和T2的電流波形I（SAUX）的仿真結果。當電流峰值高，I（SAUX）被控制有較寬的脈沖寬度，另一方面，但當電流峰值低時，脈沖寬度減少。在這種控制下，傳輸?shù)街绷鬏敵龆说哪芰勘３植蛔儭?

27、lt;/p><p>　　圖20顯示反應電抗器電流波形I（Lout）和直流輸出電壓波形V（7）的仿真結果。雖然電抗器電流鐘包含一個峰峰值為21A的脈動分量，但直流輸出電壓幾乎沒有任何低頻的紋波電壓。</p><p>　　圖19主開關和輔助開關波形</p><p>　　圖20 帶有輔助開關的輸出電壓波形</p><p>　　直流輸出電壓中含有2千赫茲

28、的紋波分量的仿真結果如圖20所示，而因為實際電路中工作頻率在幾十千赫，通過電容C1，在工作頻率處的紋波分量可完全消除了。</p><p>　　仿真時的參數(shù)設置如表1，在仿真中采用的PSPICE電路文件見附錄。</p><p>　　應用高頻電路拓撲結構</p><p>　　該電路配置如圖16所示，是最簡單的降壓型高功率因數(shù)轉換電路，但全橋型電路配置圖21所示，可以選

29、擇大容量的電源供能。雖然電信能源系統(tǒng)中通常需要在輸入與輸出側進行隔離，如果采用圖22，23的電路配置，輸入和輸出通過一高頻變壓器實現(xiàn)隔離。</p><p>　　圖21適用于大電源容量的新拓撲..</p><p>　　圖22全橋電路的高頻環(huán)節(jié)</p><p>　　圖23單端電路高頻環(huán)節(jié)</p><p><b>　　總結</b&g

30、t;</p><p>　　即使在降壓型高功率電流因數(shù)變流器中有很大的紋波電流分量，通過采用提出的控制策略，也能產(chǎn)生一個無失真的輸入電流波形。</p><p>　　最近提出的帶輔助開關的電路能對直流輸出電壓的紋波得到有效的控制，而這在傳統(tǒng)降壓型高功率因數(shù)變換器中是不可能實現(xiàn)的。</p><p>　　采用這些控制方法能使我們的輸入電流為正弦波，且能在電感值相對較小的情況

31、下抑制輸出電壓的紋波。這使我們能夠使降壓型高功率因子轉換器體積小，重量輕。</p><p>　　在將來，這種類型的原型轉換器將在可行的電路實驗板上得到研究和測試。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1]學茂木，西田和阿前田華，“單相降壓/升壓輸出電壓紋波PFC變換器，自由運作“，1994年國民大會獨立外部評價

32、記錄日本產(chǎn)業(yè)應用協(xié)會，169- 172頁</p><p>　　[2]光Hirachi，噸巖出和K.芝山，“完善控制策略降壓型高功率因數(shù)變流器“，1995年國民大會記錄IEEJapan，No.719</p><p><b>　　附錄</b></p><p>　　該電路文件中的高功率因數(shù)輔助電路的PWM轉換器的電路如圖16所示。</p>

33、<p>　　STEPD- C2的降壓型PFC變換器</p><p>　　*****STEPD-CZ. CIJ*****K. HlRACHl ***</p><p>　　.TRAN 2US lOOmS 80mS IOUS UIC </p><p>　　FOUR 50Hz 20 I (Rin) </p><p>　　.

34、******Main Circuit****** </p><p>　　Vin 2 1 SIN(0 141 50 0 0 0) </p><p>　　Rin 2 4 0.01 </p><p>　　D1 4 5 DMOD </p><p>　　D2 0 4 DMOD </p><p>　　D

35、3 1 5 DMOD </p><p>　　D4 0 1 DMOD </p><p>　　RD1 4 5 lMEGOHM </p><p>　　RD2 0 4 lMEGOHM </p><p>　　RD3 1 5 lMEGOHY </p><p>　　RD4 0 1 lMEGOHM

36、 </p><p>　　******Sine Wave Reference ******</p><p>　　D301 2 301 DMOD </p><p>　　D302 300 2 DMOD </p><p>　　D303 1 301 DMOD </p><p>　　D304 300

37、 1 DMOD </p><p>　　RD301 2 301 lMEGOHM </p><p>　　RD302 300 2 lMEGOHM</p><p>　　RD303 1 301 lMEGOHM</p><p>　　RD304 300 1 lMEGOHM</p><p>　　R301

38、 301 300 lMEG</p><p>　　E301 20 0 301 300 0.062 </p><p>　　******Main Switching Device******</p><p>　　sw 5 62 20 10 SMOD </p><p>　　RSW 62 6 Im </p>

39、<p>　　Cab1 5 63 0,luf</p><p>　　Rab1 63 62 10</p><p>　　Df 0 6 DMOD</p><p>　　RDf 0 6 1MEG </p><p>　　RLout 6 61 lmOHM </p><p>　　Lout

40、61 72 7mH IC=65A </p><p>　　Cout 7 0 .56000UF IC=55.2V </p><p>　　RL 7 0 1.104 </p><p>　　****** PWM Signal****** </p><p>　　GI 0 101 6 61 10 </p><p&

41、gt;　　Ct 101 0 5uF </p><p>　　RCt 101 0 IMEG </p><p>　　R3 101 102 lm </p><p>　　S1 102 0 201 0 SMOD </p><p>　　Vp 201 0 PULSE(-l 10 0 1u 1u 1u 500u)</p&

42、gt;<p>　　RVP 201 0 lMEG </p><p>　　RIO1 101 10 400K </p><p>　　R102 10 0 I00K </p><p>　　******Auxiliary Switch ******</p><p>　　SAUX 71 6 10 30 SMOD&

43、lt;/p><p>　　DAUX 72 71 DMOD </p><p>　　RLOAD 72 7 1m</p><p>　　Y1 30 0 DC 9.33v</p><p>　　RY1 30 0 1MEG</p><p>　　.MODEL DMOD D（）</p><p&g

44、t;　　.MODEL SMOD VSWITCH(Ron=O. 05 Roff=1000 Von=0.4V Voff=0v)</p><p>　　.OPT ITL4=400 </p><p>　　. OPT RELTOL=0 1 </p><p><b>　　. PROBE </b></p><p><

45、b>　　.END</b></p><p>　　一種新的軟開關雙向降壓或升壓型DC- DC轉換器</p><p>　　董磊，2，王學萍1，劉震1，遼Xiaozhong1，2 自動控制教研室，北京理工大學，中國研究院2Key實驗室，復雜系統(tǒng)智能控制與決策，教育部，中國電子郵箱：@163.com pemc.bit</p><p><b>

46、;　　摘要</b></p><p>　　本文提出了一種新的軟開關雙向降壓或升壓型DC - DC轉換器。相對于傳統(tǒng)的雙向DC- DC轉換器，新的拓撲結構用作降壓轉換器或升壓轉換器能用在雙向混合電動汽車的案件（HEV）和Electrosorb技術（EST）等，新的轉換器有如下優(yōu)點：簡單的電路和控制策略，沒有任何附加設備的軟開關實現(xiàn)，高功率密度，成本低，重量輕，可靠性高。操作原理，理論分析和設計指引都在下面

47、的文章中提及。仿真和實驗結果也已被證實。</p><p>　　導言 近年來發(fā)展迅速的超電容器已用于混合動力汽車和EST。對于混合動力汽車的應用，雙向DC- DC轉換器已成為發(fā)電機和超大電容之間平衡的一個重要設備。對于加速模式，在DC - DC轉換器提升超電容的電壓（比直流母線電壓低）到直流母線電壓。當超電容直流電壓比總線電壓高時，DC - DC轉換器作為降壓型使用。另一方面，對于再生制動模式，在DC -

48、 DC轉換器作為降壓轉換器或升壓型轉換器保持直流母線電壓不變，而將能源流向超電容器。 EST的應用類似混合動力車。</p><p>　　為了提高效率，降低了尺寸，軟開關技術已廣泛應用于DC - DC轉換器。然而，大多數(shù)現(xiàn)有的軟交換的DC - DC轉換器都是低功率或單向的，而且往往是難以滿足上述應用的要求[1]。雙路全橋或帶有軟開關的雙半橋雙向DC - DC轉換器轉換器視為一個這些應用中的最佳選擇[2]?[6]。&

49、lt;/p><p>　　在這些轉換器，當電源流向一個方向，轉換器工作在降壓模式，流向另一方面時，則轉換器工作在升壓模式。本文提出了一種新型的軟開關雙向降壓或升壓型DC - DC轉換器。在所提出的電路中，新轉換器具有非常簡單的拓撲結構和最少的裝置。與此同時，無論能量朝哪個方向流，該電路拓撲都可以作為降壓轉換器或升壓轉換器。所有這些特點電源轉換器具有高效，容易控制，重量輕，壓縮包裝和成本低的優(yōu)點。一種雙向降壓/升壓轉換器

50、的原型已經(jīng)建成并試驗成功。該實驗對轉換器的穩(wěn)態(tài)運行進行了理論分析和并給出了仿真結果。 二.功率級描述和操作原理</p><p>　　提出的雙向降壓或升壓型DC - DC在EST中的應用如圖1所示。該轉換器是一個對稱電路由一個電感L和兩個橋臂組成。當能量從一側流向另一側時，電路工作在降壓模式或升壓模式。</p><p>　　圖1 軟開關雙向降壓/升壓變換器<

51、/p><p>　　在轉換器的兩邊有2個電壓源V1和V2代表了超電容器，電池，或其他電源。因為轉換器是一個對稱電路，可以進行單一方向的分析。例如，當能量從V1流向V2。</p><p>　　如圖2（a）所示，當V1>V2時。開關S4是一直關斷的。開關S2和S3也是關斷的。當在低電壓中，開關S2和S3可作為同步整流開關。開關S1作為斬波開關。當開關S1是開通時，開關S2關斷，而S3是開通的。

52、電流從V1經(jīng)過S1，L，S3流到V2，電感L2 被充電。當開關S1關斷時，開關S2開通時，而S3是開通的。電感向外放電，電流從S2，L，S3，流向V2。</p><p>　　如圖2（b）所示當V1<V2時，同樣時降壓模式，開關S2和S3一直是關斷的。當?shù)碗妷簳r，開關S3也可作為同步整流開關。開關S1一直是導通的，開關S2則是管段的。S4作為斬波開關。當開關S4導通，開關S3關斷時，電源v1給電感L充電。當開

53、關S4關閉，開關3 S導通時。電流經(jīng)過S1，L，S3升高到V2見圖2（b）所示。</p><p>　　圖2 降壓（a）和升壓（b）模式下的雙向變換</p><p><b>　　三.軟開關原理</b></p><p>　　圖3顯示了軟開關雙向開關降壓/升壓轉換器的電路配置。每個裝置在任何潮流方向的軟開關都可以分為表升壓和降壓模式。</p&g

54、t;<p>　　圖3 軟開關雙向降壓/升壓變換器</p><p><b>　　A降壓模式</b></p><p>　　降壓模式的等效電路如圖4所示。在降壓模式S4一直是關斷的，S2和S3也是關斷的。能量從V1流向V2。這個等效電路代表了降壓型零電流開關準諧振轉換器。為了分析電路的穩(wěn)定工作狀態(tài)，做如下假設發(fā)[7]：</p><p>

55、　　L>>Lr1，并L>>LR2。</p><p>　　輸出濾波器L，Cr4，Lr2，C2和負載可視為恒流源。</p><p>　　半導體開關是理想的，也就是說，沒有電壓下降在開通狀態(tài)，無滲漏電流在 關閉狀態(tài)，在開通和關斷時都沒有時間延遲。</p><p>　　元件都是理想的。

56、 </p><p>　　圖5中t0到t4描述了在降壓模式下，開關周期各個階段的不同的狀態(tài)。在一個開關周期的開始，t=t0，S1接通。</p><p>　　階段1）電感充電階段[t0，t1]（圖5）</p><p>　　輸入電流i

57、Lr1，線性升高，由下面的方程決定：</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t01（=t1-t0），可以求出：</p><p>　　階段2）諧振階段[t1,t2]（圖5）：</p><p>　　在t1時刻，Lr1和Cr2開始諧振。Lr1的電流跟Cr2的電壓分別為：</p><p>　　而

58、 是特性阻抗。</p><p><b>　　是共振頻率。</b></p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t12（=t2-t1），可以求出：</p><p>　　階段3）電容放電階段[t2,t3]（圖5）：</p><p>　　從t2時刻，開關處于關閉狀態(tài)時，在時間2噸，Cr2通過輸出回路開始放電，從Ucr

59、2線性減小，知道t3時刻降為0.。Cr2的電壓分別為：</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t23（=t3-t2）可以求出：</p><p>　　階段4）自由階段[t3，t4]（圖5）：</p><p>　　輸出電流流過二極管D2。這一階段的持續(xù)時間為</p><p>　　t34=Ts-t01-t12-t23</p><

60、;p>　　其中Ts是開關周期。</p><p>　　圖4 降壓模式下的等效電路</p><p>　　圖5 降壓模式下軟開關各時間段的波形</p><p>　　B.升壓模式升壓零電壓開關準諧振變換器圖6所示。在升壓模式下S1總是開通的，而S2和S3是關閉的。為簡單起見，變換器被視為一個恒定電流源IL，提供一個恒定的電壓U2。 在穩(wěn)定狀態(tài)下，從S4關斷時

61、開始一個完整的開關周期可以分為四個階段。假設，在S4關斷前，通過它的電流為輸入電流IL。二極管D3是關斷的，沒有電流流過負載電壓U2。在t0時刻，S4是關斷的，輸入電流被分到電容器Cr4。下面總結了四個階段過程中電路的運作，見圖7。</p><p>　　階段1）電容器充電階段[t0，t1]（圖7）： 在t0時刻S4關斷，電流IL流過Cr4，通過Cr4的電壓Ucr4線性升高。</p><p

62、>　　這個階段的持續(xù)時間，t01（=t1-t0），可以求出：</p><p>　　階段2）諧振階段[t1,t2]（圖7）：</p><p>　　在t1時刻，D3開通，電流IL的一部分流到U2。在t1時刻，Lr1和Cr2開始諧振。Lr1的電流跟Cr2的電壓分別為：</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t12（=t2-t1），可以求出：</p>

63、<p>　　階段3）電感放電狀態(tài)[t2,t3]（圖7）：</p><p>　　t2時刻后，電流iLR2線性減小在t3時刻達到0.</p><p>　　這個階段的持續(xù)時間，t23（=t3-t2），可以求出：</p><p>　　階段4）自由階段[t3，t4]（圖7）：</p><p>　　在t3時刻，全部的輸出電流IL流過二極管S4。

64、到S4關斷前，iS4保持恒定。</p><p>　　圖6 升壓模式下的等效電路</p><p>　　圖7 升壓模式下軟開關各時間段的波形</p><p><b>　　四．模擬與試驗驗證</b></p><p>　　為了驗證所提出的軟開關雙向降壓/升壓型DC- DC轉換器，進行了模擬和實驗。實驗原型如圖8所示。設計所需要的

65、參數(shù)如下：</p><p>　　IGBT的型號為SGH40N60UFD。二極管D1,D2,D3,D4是集成二極管，型號為SGH40N60UFD，分別相當于開關S1,S2,S3,S4.Lr1=Lr2=90uH，Cr2=Cr4=0.01uF，Cr2=Cr4=0.01uF，L=2mH.在PSIM仿真中的配置如圖9所示。變換器的開關頻率為100kHz。當雙向降壓/升壓型DC- DC變換器工作在升壓模式，并U1=40V，U

66、2=20v時，開關S1在降壓模式，S4在升壓模式占空比都是48.6%。</p><p>　　圖9 PISM模擬軟開關雙向降壓/升壓型DC- DC轉換器拓撲結構</p><p>　　圖10（a）及（b）顯示軟開關雙向降壓/升壓降壓型DC – DC變換器分別在降壓模式和升壓模式的仿真波形。這些波形跟圖5跟圖7的分析原則相似。</p><p>　　雙向變換器在正向和反向功

67、率模式下均正常工作。降壓模式的實驗結果如圖11所示。該控制的核心系統(tǒng)是DSP56F805。系統(tǒng)測試的工作頻率為100kHz，Lr1=Lr2=90uH，Cr2=Cr4=0.01uF，L=2mH.</p><p>　　圖10軟交換雙向降壓/升壓型DC – DC變換器的波形，</p><p>　?。ㄒ唬┙祲耗Ｊ剑ǘ┥龎耗Ｊ?lt;/p><p>　　圖12顯示了升壓模式的

68、實驗結果。測試系統(tǒng)的工作頻率是40kHzLr1=Lr2=0.6mH，Cr2=Cr4=0.01uF，L=18mH。通道1是S4的驅動信號，通道2是通過S4的電壓。很明顯開關S4工作在零電壓狀態(tài)。</p><p>　　一個新的軟開關雙向降壓/升壓型變換器已經(jīng)在這篇文章里提出了。說明了其操作分析和功能。模擬與原型的實驗結果驗證它的工作原理。</p><p>　　無論是降壓和升壓模式可在能量潮流

69、的任何一個方向都可以實現(xiàn)。在降壓模式下，變換器斬波器工作零電流開關狀態(tài)。另一方面，在升壓模式下，變換器斬波器工作在零電壓開關狀態(tài)。 作為結果，新電路的優(yōu)點包括軟開關，簡單的拓撲結構，成本低，易于控制，使建議的雙向功率變換器非常適合于推廣應用。</p><p>　　圖11 降壓模式下穩(wěn)態(tài)運行圖，Us1（10V/div），Us2（20V/div），iLr1（500mA/div）</p><

70、;p>　　圖12升壓模式下穩(wěn)態(tài)運行圖，UGs4（10V/div），UCr4（20V/div）</p><p>　　六.鳴謝作者非常感激的財政（美國國家科學基金會駐中國）的支持獎勵編號為50777003。</p><p>　　七.參考文獻[1]彭芳，李卉，桂嘉蘇，和杰克學勞勒“新的ZVS雙向DC - DC轉換器用于燃料電池和電池應用“，電力電子，2004年1月，第54-65頁。

71、[2]光王等?！叭剂想姵叵到y(tǒng)中的雙向直流直流變換器”。電機及電子學工程師聯(lián)合會電力電子研討會。交通運輸，1998年，第47-51頁。[3]劉旦偉，李輝，“應用于多儲能元件一個零電壓開關雙向DC - DC轉換器”。電力電子會刊，第二卷。2006年9月，第1513-1517頁。[4]李輝，李鵬方?！耙环N新型的零電壓開關雙向DC-DC轉換器的建模”。航空航天和電力電子會刊2004年1月1日，第272 -283;[5]華豐肖;東華陳，謝少