電子負載調(diào)節(jié)器設(shè)計——畢業(yè)論文

1、<p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　摘要I</b></p><p>　　ABSTRACTII</p><p><b>　　1 緒論1</b></p><p>　　1.1課題研究背景1</p><p>　　1.2

2、國內(nèi)外研究現(xiàn)狀2</p><p>　　1.3課題研究內(nèi)容4</p><p>　　2 電子負載的功能與拓撲5</p><p>　　2.1直流電子負載的基本功能5</p><p>　　2.1.1電子負載的功能5</p><p>　　2.1.2電子負載的工作范圍6</p><p>　　2.

3、2電子負載的設(shè)計要求7</p><p>　　2.3電子負載方案選擇7</p><p>　　2.4電子負載拓撲結(jié)構(gòu)分析7</p><p>　　3 電子負載在MATLAB/Simulink下的建模與仿真11</p><p>　　3.1電子負載的開環(huán)響應(yīng)11</p><p>　　3.2電子負載誤差放大器調(diào)節(jié)14&

4、lt;/p><p>　　3.2.1誤差放大器的選擇14</p><p>　　3.2.2系統(tǒng)誤差校正設(shè)計16</p><p>　　3.3電子負載N-Z法整定19</p><p>　　3.3.1傳遞函數(shù)的近似19</p><p>　　3.3.2響應(yīng)參數(shù)的整定20</p><p>　　3.4電子

5、負載建模結(jié)果分析22</p><p>　　3.5恒阻、恒壓、恒功率模式調(diào)節(jié)器的仿真23</p><p>　　3.6 仿真結(jié)果分析26</p><p>　　4 直流電子負載電路設(shè)計27</p><p>　　4.1電子負載功率電路的設(shè)計27</p><p>　　4.2電子負載驅(qū)動電路設(shè)計29</p>

6、<p>　　4.3電子負載采樣電路設(shè)計29</p><p>　　4.3.1電流采樣29</p><p>　　4.3.2電壓采樣30</p><p>　　4.4電子負載保護電路設(shè)計30</p><p>　　4.5電子負載數(shù)字控制電路設(shè)計32</p><p>　　4.5.1數(shù)字控制器原理32<

7、;/p><p>　　4.5.2數(shù)字控制器外環(huán)與模擬控制內(nèi)環(huán)的整定33</p><p>　　4.5.3數(shù)字控制流程圖35</p><p>　　4.6電子負載電源設(shè)計36</p><p>　　5 直流電子負載熱穩(wěn)定分析與機箱設(shè)計37</p><p>　　5.1電子負載熱穩(wěn)定分析37</p><p&

8、gt;　　5.2散熱片的影響因素及元件布局38</p><p>　　5.2.1高度、長度對散熱片自然對流散熱的影響38</p><p>　　5.2.2厚度對散熱片自然對流散熱的影響39</p><p>　　5.2.3體積對散熱片自然對流散熱的影響39</p><p>　　5.2.4器件布局39</p><p>

9、;　　5.3 直流電子負載熱穩(wěn)定性仿真分析40</p><p><b>　　結(jié)束語42</b></p><p><b>　　參考文獻43</b></p><p><b>　　致謝45</b></p><p><b>　　摘要</b></p&g

10、t;<p>　　隨著科技的發(fā)展，各類電力電子產(chǎn)品得到了越來越廣泛的應(yīng)用。然而目前對這些產(chǎn)品的試驗多以滑線變阻器和電阻箱等作為負載。這些負載采用的是有級調(diào)節(jié)，阻值和負載特性曲線都是固定的，負載形式比較單一，而且也較功率小，并且占用了一定的安裝空間。因此，在電源測試系統(tǒng)中為了提高生產(chǎn)率，電子負載起著重要的作用。</p><p>　　本文首先敘述了電子負載國內(nèi)外的研究現(xiàn)狀以及電子負載在國內(nèi)外市場上的發(fā)展情

11、況。并簡要概括了設(shè)計的任務(wù)和研究手段。接著對電子負載的基本拓撲進行了比較與選擇。在此基礎(chǔ)上，又進一步詳細介紹了該控制系統(tǒng)的硬件組成、控制方法以及熱分析等方面的內(nèi)容。在硬件設(shè)計中，對電子負載每個硬件模塊進行分析。在控制方法部分中主要對電子負載采用的雙環(huán)控制進行了詳細的分析。在熱分析部分中對電子負載散熱片及散熱功能進行了分析。最后，本文就電子負載設(shè)計的特點，進行了歸納與總結(jié)。</p><p>　　關(guān)鍵詞：電子負載；P

12、ID調(diào)節(jié)；前向差分；熱分析</p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　With the development of science and technology, all kinds of electric and electronic products has been more widely used. However, tria

13、ls of these products and more as the load to slide wire rheostat and resistance box. These loads is the level adjustment, the resistance and the load curve are fixed, the load forms a single, but also smaller than the po

14、wer, and a certain amount of installation space. Therefore, in the power supply test system in order to improve productivity, electronic load play</p><p>　　This paper first describes the development of elect

15、ronic load research status at home and abroad as well as electronic load in the domestic market. And a brief summary of the task of designing and research tools.Then the basic topology of the electronic load comparison a

16、nd selection. On this basis,further details of the control system hardware, control methods and thermal analysis and other aspects of content. In the hardware design, electronic load for each hardware module. A detailed

17、analysis </p><p>　　Key words: Electronic load; PID regulator; forward difference; thermal analysis</p><p><b>　　1 緒論</b></p><p><b>　　1.1課題研究背景</b></p>

18、<p>　　電力電子技術(shù)是近幾年來發(fā)展比較迅速的一種高新技術(shù)，它將電力技術(shù)、微電子技術(shù)及信息控制技術(shù)結(jié)合為一體，廣泛應(yīng)用于電氣傳動、機電一體化、新能源、核電、航天、材料、激光等領(lǐng)域[1]。從國際到國內(nèi)，電源行業(yè)內(nèi)，制定了一系列的電源標準來衡量和考核電源產(chǎn)品的質(zhì)量，如何科學(xué)快速地檢測電源產(chǎn)品的性能和指標成了一大難題。靜態(tài)能耗式負載像電阻和電阻箱等，采用有級調(diào)節(jié)，負載形式單一，功率小?，F(xiàn)實中的實際負載形式比較復(fù)雜，通常都是動態(tài)的，

19、即負載隨時間、頻率在不斷的變化，傳統(tǒng)的靜態(tài)負載越來越不能滿足電源測試的要求。因此，國內(nèi)外學(xué)者都在尋求可以替代的負載形式，產(chǎn)生了由電阻、電感、電容、晶體管和集成電路組成的電力電子負載。</p><p>　　負載是指連接在電路中的電源兩端的電子元件，把電能轉(zhuǎn)換成其他形式能的裝置，凡是對能夠消耗能量的器件都統(tǒng)稱為負載，而電子負載即為能消耗電能的負載[2]。常用的負載有電阻、馬達和燈泡等可消耗電源功率的元器件。不消耗功率

20、的元器件，如電容，也可接上去，但此情況為斷路。負載通常分為如下幾種：</p><p>　　感性負載:感性負載即具有電感的性質(zhì)，磁場和電流不能突變。當(dāng)負載電流滯后負載電壓一個相位差時，負載為感性，如負載為電動機、變壓器。</p><p>　　容性負載:容性負載即具有電容的性質(zhì)，充放電和電壓不能突變，當(dāng)負載電流超前負載電壓一個相位差時，負載為容性，如負載為補償電容。</p>&l

21、t;p>　　阻性負載:當(dāng)電流和電壓沒有相位差時負載為純阻性負載，如家用的白熾燈、電爐[3]。</p><p>　　過去人們往往使用一些互連的低功率瓷盤電阻、滑線變阻器或電阻箱作為測試負載，這些負載分辨率低，阻值會因接觸不良和發(fā)熱發(fā)生變化。并且有如下缺點[4]：</p><p>　　設(shè)備笨重，攜帶不便，調(diào)節(jié)費力，精度難以保證；</p><p>　　負載電流不能連

22、續(xù)調(diào)節(jié)，從零調(diào)到滿載在加電的狀態(tài)下，易接觸不良打火燒毀；</p><p>　　難以用于程控化、數(shù)字化的自動化生產(chǎn)線上，更不能測試電源的動態(tài)參數(shù)。</p><p>　　負載作為一個常規(guī)的電子設(shè)備在各種電子產(chǎn)品測試過程中起著重要的作用，其性能的好壞直接影響著測試結(jié)果的精度和準確度。為了得到理想的測試結(jié)果，阻值精確、性能優(yōu)良的負載是必要的。常規(guī)的電阻負載(滑動變阻器和電阻箱)由于其溫度的變化會引

23、起阻值的變化，當(dāng)電流很大時產(chǎn)生的熱噪聲及自身溫度驟然升高常常會影響測試結(jié)果。比如:在對一些高精度穩(wěn)壓電源、功率器件、電池等設(shè)備進行參數(shù)檢測時，負載的性能會影響參數(shù)值的不精確。</p><p>　　隨著功率場效應(yīng)晶體管(MOSFET)、絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)和場效應(yīng)晶閘管等主要開關(guān)器件的出現(xiàn)以及電力電子變換器拓撲的發(fā)展，現(xiàn)代電子負載是利用有源元件主動從電源中吸收電流，一般由放大器和功率器件等電子元件組成的可

24、調(diào)負載，靠控制功率管或晶體管的導(dǎo)通量(占空比大小)，通過功率管的耗散功率消耗電能的設(shè)備。它能夠準確檢測出負載電壓，精確調(diào)整負載電流，同時可以實現(xiàn)模擬負載短路，模擬負載是感性電阻或容性電阻，從而可以模擬真實環(huán)境中的負載即用電器，實現(xiàn)對負載電流的實時調(diào)節(jié)和控制[5]。</p><p>　　1.2國內(nèi)外研究現(xiàn)狀</p><p>　　電子負載主要由可控的電子器件組成，按照被測電源的類型可分為直流電

25、子負載和交流電子負載，按照能量流動形式上分為能量消耗型和能量回饋型。直流電子負載主要用來測量直流電源或者電池，可以模擬恒流、恒壓、恒阻、恒功率等多種狀態(tài)，交流電子負載主要測量交流電源，它可以表現(xiàn)為感性負載、容性負載、阻性負載等多種負載形式。本文主要敘述直流電子負載，直流電子負載的能量消耗型有如下幾種。</p><p>　　晶體管式電子模擬負載</p><p>　　晶體管是通過一定的工藝，將

26、兩個PN結(jié)結(jié)合在一起的器件[6]。通過控制基極電流可以控制集極電流，從而可以達到控制晶體管作為一個可變負載的目的。如圖緒1所示，文獻[7]中采用大功率晶體管作為一個電子負載。</p><p>　　圖緒1 利用大功率晶體管制作的電子負載</p><p>　　通過調(diào)節(jié)Vshift就可以改變晶體管集電極和發(fā)射極兩端的電流，進而改變晶體管兩端的電壓。</p><p>　　場

27、效應(yīng)管式電子模擬負載</p><p>　　場效應(yīng)晶體管(MOSFET)工作在不飽和區(qū)時，漏極與源極之間的伏安特性可以看作是一個受柵源電壓控制的可變電阻。伏安特性曲線的斜率基本取決于柵源電壓，阻值可跨越3～5個數(shù)量級。因此，該區(qū)域又可稱為可調(diào)電阻區(qū)。用MOSFET做可變電阻具有工作速度快，可靠性好和控制靈敏度高等優(yōu)點，而且既無機械觸點，也無運動部件，噪聲低，壽命長[8]。但是MOSFET的通態(tài)電阻較大，且負載電流較

28、小。所以MOSFET適合模擬一些變化速度較快，但電流不大的實際負載。</p><p>　　文[9]給出了傳統(tǒng)的以MOSFET作為電子負載的原理圖，如圖緒2所示。由圖可以看出，通過運放及反饋來控制MOSFET的柵極電壓，從而達到其內(nèi)阻變化的目的。</p><p>　　圖緒2 場效應(yīng)管式電子負載模擬圖</p><p>　　絕緣柵雙極型晶體管式模擬負載</p>

29、<p>　　絕緣柵雙極型晶體管，簡稱IGBT，是MOSFET和晶體管技術(shù)結(jié)合而成的復(fù)合型器件，屬于電壓控制型器件。當(dāng)IGBT工作在不飽和區(qū)時，射極與基極之間的伏安特性可以看作是一個受柵極電壓控制的可變電阻。與晶體管相比，它的響應(yīng)速度快；與MOSFET相比，它的負載電流大。通態(tài)阻值變化范圍從0.01-2Ω變化。文獻[10]中采用IGBT來模擬動態(tài)電弧，參見圖緒3。將事先已測得的電弧阻值變化通過對單片機編程，來控制IGBT柵極

30、電壓的變化，從而達到IGBT作為可變負載時的阻值變化。這種電子模擬負載是用來完成對弧焊電源動特性的測試。</p><p>　　圖緒3 IGBT電子負載結(jié)構(gòu)框圖</p><p><b>　　能饋式電子負載</b></p><p>　　由于純電阻負載或電力電子器件能耗嚴重，造成資源浪費，而且散發(fā)的熱量使負載的溫度升高，影響可靠和安全性，體積也比較笨

31、重，饋能型電子負載是一種新興的電子負載[11]，它采用開關(guān)方式的電力電子變換裝置，絕大部分電能最后回饋到電網(wǎng)中，節(jié)約能源，而且控制精確便捷，穩(wěn)定性好，具有廣泛的應(yīng)用前景。</p><p><b>　　綜合型電子負載</b></p><p>　　為了達到一個負載快速響應(yīng)并且消耗能量較少的目的，國外學(xué)者研制出了將上述能耗型電子負載與能饋型電子負載結(jié)合的電子負載。這種負載在

32、電源電壓低的情況下能夠吸收足夠量的電流，并且可以模擬負載變化率高的情形。</p><p>　　該電子負載綜合了上述兩種電子負載的優(yōu)勢，它的響應(yīng)迅速，能量消耗少[13]。但是這種電子負載仍然處于原型機的研究水平。</p><p>　　隨著近年來場效應(yīng)晶體管的應(yīng)用不斷擴展，電子負載的研究由能耗型向能饋型轉(zhuǎn)變，隨著逆變技術(shù)的不斷成熟，國內(nèi)外有關(guān)能饋型電子負載的論文有很多，眾多學(xué)者都在研究更經(jīng)濟、

33、高效的電子負載。國外對電子負載拓撲結(jié)構(gòu)、并網(wǎng)回路控制等提出了很多觀點。</p><p>　　數(shù)字化也是電子負載發(fā)展的一大方向。采用數(shù)字處理器的新型電子負載，可以提高反應(yīng)速度，而且達到較高的精度，應(yīng)用在對精度有特別要求的場所。新型電子負載有較好的動態(tài)特性和靜態(tài)特性，可以對線性電源、開關(guān)電源、變壓器等電子設(shè)備進行多種測試，并且達到很好的效果。這種電子負載是結(jié)合了電力電子技術(shù)、計算機控制技術(shù)和微機的測控技術(shù)，它的體積很

34、小，節(jié)省了放置空間，而且降低了供電系統(tǒng)的容量等級，且各種性質(zhì)的工作模式可以通過微處理器控制上的按鍵來靈活切換[12]。</p><p>　　通過對網(wǎng)上有關(guān)電子負載零售商的觀察可以發(fā)現(xiàn)，在中國大陸，電子負載主要以國外產(chǎn)品居多，如安捷倫、Chroma等，與國內(nèi)生產(chǎn)的電子負載相比，其體積更小，精度更高。</p><p><b>　　1.3課題研究內(nèi)容</b></p&g

35、t;<p>　　本文首先研究直流電子負載系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)和工作原理，通過電子負載的基本拓撲分析電子負載的工作情況，然后進行電子負載控制系統(tǒng)設(shè)計，通過對電子負載的建模，設(shè)計一款能夠迅速響應(yīng)給定的調(diào)節(jié)器，隨后對電子負載的控制芯片STM32F10X系列單片機以及外圍調(diào)理電路進行設(shè)計，使電子負載由模擬控制變?yōu)閿?shù)字控制，最后對電子負載進行熱分析，保證電子負載工作在一個穩(wěn)定性良好的環(huán)境中。</p><p>　　第

36、一章主要介紹電子負載的研究背景和研究現(xiàn)狀。第二章主要是介紹電子負載的基本結(jié)構(gòu)和各種工作模式。第三章主要是設(shè)計電子負載的模擬控制系統(tǒng)設(shè)計。第四章是對電子負載電路的設(shè)計以及電子負載數(shù)字控制部分的計算。第五章是對電子負載進行熱分析。</p><p>　　2 電子負載的功能與拓撲</p><p>　　2.1直流電子負載的基本功能</p><p>　　電子負載的表現(xiàn)形式多種多

37、樣，對于直流電子負載，在穩(wěn)態(tài)時，它表現(xiàn)為電阻性負載。根據(jù)電流變化規(guī)律的不同，電子負載可以模擬多種工作模式。最基本的工作模式有恒阻模式、恒流模式、恒壓模式和恒功率模式。</p><p>　　2.1.1電子負載的功能</p><p>　　電子負載用于測量電源對負載的響應(yīng)能力，它的響應(yīng)模式有靜態(tài)模式和動態(tài)模式，靜態(tài)模式即表現(xiàn)為恒阻模式、恒流模式、恒壓模式和恒功率模式。</p>&l

38、t;p>　　恒阻模式：電子負載表現(xiàn)為恒阻性，負載電流的大小和外接電壓成正比，它的功能與變阻器相似，可以根據(jù)需要進行調(diào)節(jié)阻值大小，而且所設(shè)阻值不隨溫度的改變而改變。伏安曲線如圖2.1所示。</p><p>　　圖2.1 電子負載恒阻模式V-I曲線</p><p>　　恒流模式：通過電子負載的調(diào)節(jié)，負載電流不因電壓的改變而改變。恒流模式主要測試電壓源或者電池的放電能力，以確定他們的性能。

39、伏安曲線如圖2.2所示。</p><p>　　圖2.2 電子負載恒流模式V-I曲線</p><p>　　恒壓模式：對于內(nèi)阻較大的電壓源或者電流源，通過調(diào)節(jié)電子負載等效的電阻值，在電子負載兩端的電壓保持不變的控制模式。此模式用于測試電流源的限流特性，可模擬電池的端電壓，比較適合用來測試恒流充電器的性能。伏安曲線如圖2.3所示。</p><p>　　圖2.3 電子負載恒

40、壓模式V-I曲線</p><p>　　恒功率模式：消耗在電子負載兩端的功率保持不變的模式。當(dāng)電壓升高時，電流會減小，電壓降低時，電流會增大?？傊?，電子負載會保持P=UI為定值。伏安曲線如圖2.4所示。</p><p>　　圖2.4 電子負載恒功率模式V-I曲線</p><p>　　電子負載的動態(tài)模式有連續(xù)模式、脈沖模式和觸發(fā)模式，這種模式能使電子負載在兩種負載電流之

41、間反復(fù)切換，這些模式是用于測試電源的動態(tài)性能。</p><p>　　電子負載的連續(xù)模式，是電子負載在設(shè)置A、B兩個值之后，電流或者電壓在這兩個值之間切換。在動態(tài)模式下，電子負載每接到一個脈沖信號后，就會切換到設(shè)定值，在維持一定的脈寬后返回最初值。觸發(fā)模式是每接到一個觸發(fā)信號，電子負載就會在設(shè)定值之間切換。</p><p>　　2.1.2電子負載的工作范圍</p><p&

42、gt;　　圖2.5 電子負載工作范圍曲線</p><p>　　對電子負載而言，總有一個工作的范圍，這個范圍如圖2.5所示，電子負載有電壓的上限，與電流的上限。在電壓較低時，由于電子負載器件的限制，電子負載吸收的電流有上限。同理，電子負載由于器件的耐壓值，電子負載的電壓在一定范圍內(nèi)有上限。在其他范圍內(nèi)，電子負載的限制因素為最大功率，圖中的曲線。</p><p>　　2.2電子負載的設(shè)計要求&

43、lt;/p><p>　　本文主要設(shè)計一款輸入電壓在40~60V，輸入最大功率在6000W的電子負載。電子負載能夠完成靜態(tài)的恒壓、恒流、恒阻、恒功率等模式，也可完成動態(tài)的連續(xù)模式、脈沖模式和觸發(fā)模式。通過調(diào)節(jié)，電子負載能夠測定被測電源的響應(yīng)速度，紋波，輸出電流等。電流控制精度小于100mA，有過流、過壓、過溫度、過功率保護，出風(fēng)口溫度小于65攝氏度。</p><p>　　根據(jù)以上設(shè)計要求，可以確

44、定電子負載的設(shè)計流程，如圖2.6所示。</p><p>　　圖2.6 電子負載設(shè)計流程</p><p>　　2.3電子負載方案選擇</p><p>　　由第一章中電子負載的分類可知，電子負載有多種設(shè)計方案，現(xiàn)對各個方案比較如下：</p><p>　　方案一：如圖2.7所示。在被測電源后接入一個DC/DC，將電能釋放于一個固定的負載上，如電阻，

45、或者將負載的電能回饋到電網(wǎng)中。通過調(diào)節(jié)DC/DC的輸出電壓使負載上的電流改變，進而改變被測電源的輸出電流。</p><p>　　圖2.7 利用DC/DC變換器制作電子負載的方案</p><p>　　方案二：如圖2.8所示。在被測電源后并入多個晶體管，通過調(diào)節(jié)晶體管柵極電壓改變電源的輸出電流。</p><p>　　圖2.8 利用多個晶體管并聯(lián)的電子負載方案</p

46、><p>　　方案一中利用DC/DC變換器進行控制相對較為復(fù)雜，為了適應(yīng)較寬的輸入范圍，需要進行適合的拓撲選擇，并且要能夠承受大電流的沖擊?？紤]到電感、電容的體積，DC/DC電路制作后體積較大。</p><p>　　方案二中利用晶體管并聯(lián)的結(jié)構(gòu)對被測電源進行放電。由緒論中電子負載的分類可知，使用這種拓撲的電子負載吸收的電流不大，但是能夠快速的調(diào)節(jié)電流。成本以及體積與方案一相比都比較少。<

47、/p><p>　　綜合上述兩種方案，并且考慮電子負載設(shè)計的成本、體積等因素，以及電子負載控制方式的復(fù)雜程度，方案二是較為合理選擇。</p><p>　　2.4電子負載拓撲結(jié)構(gòu)分析</p><p>　　本設(shè)計中，電子負載的結(jié)構(gòu)主要以多個并聯(lián)的MOS管為主，電源的電能主要消耗在MOS管上。當(dāng)電流流過MOS管時，由于源極和漏極兩端的電壓差，在MOS管上會有功率消耗。由于柵源電

48、壓的大小決定流過MOS管電流的大小，因此，在MOS管上功率的消耗是可以控制的。最基本的控制拓撲有如下幾種。</p><p>　?。?）恒流模式基本拓撲</p><p>　　如圖2.9所示的是恒流模式的基本拓撲，圖中的運算放大器對采樣電阻上的電壓和參考電壓進行比較，當(dāng)流過MOS管的電流增大時，采樣電阻上的電壓升高，運算放大器的反向輸入端電壓升高，運算放大器輸出電壓減小，最后引起MOS管上的電

49、流減小。當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定時，，因此只要改變的值，就可以改變流過采樣電阻上的電流。</p><p>　　圖2.9 電子負載恒流模式拓撲</p><p>　　（2）恒阻模式基本拓撲</p><p>　　如圖2.10所示電路為恒阻模式的基本拓撲，其控制方式與恒流控制方式類似，但是該控制電路運算放大器的同向輸入端是由待測電源處的電壓采樣而來，系統(tǒng)穩(wěn)定后可以有如下表達式：</

50、p><p><b>　　(1-1)</b></p><p><b>　　經(jīng)整理得</b></p><p><b>　　(1-2)</b></p><p>　　其中是電源側(cè)的輸入電壓，是采樣電阻，是電壓采樣放大倍數(shù)，由于已知，而是可以控制的，因此，當(dāng)外接電源電壓或電流發(fā)生波動時，電子

51、負載等效的電阻不會改變。</p><p>　　圖2.10 電子負載恒阻模式拓撲</p><p>　?。?）恒壓模式基本拓撲</p><p>　　如圖2.11所示電路為恒壓模式的基本拓撲，只有當(dāng)電壓源的內(nèi)阻足夠大或者為恒流源時，該結(jié)構(gòu)才能成立。當(dāng)待測電源為內(nèi)阻較大的恒壓源時，且檢測到輸入電壓高于設(shè)定值時，運算放大器會提高輸出電壓，進而增加輸入電流，提高內(nèi)阻上的分壓，最

52、后降低在電子負載兩端的電壓。同理當(dāng)待測電源為恒流源時，如果檢測到電子負載兩端電壓高于設(shè)定電壓時，運算放大器輸出電壓會增大，在MOS管上的壓降會減小，待測電源兩端電壓會減小。系統(tǒng)穩(wěn)定后的表達式為：</p><p><b>　　(1-3)</b></p><p>　　圖2.11 電子負載恒壓模式拓撲</p><p>　　（4）恒功率模式基本拓撲&l

53、t;/p><p>　　構(gòu)建一個恒功率模式的電子負載使用簡單的模擬電路不容易實現(xiàn)，如圖2.12所示。</p><p>　　圖2.12 電子負載恒功率模式拓撲</p><p>　　恒功率電路中需要加入一個乘法器將電流和電壓進行相乘，系統(tǒng)穩(wěn)定后的表達式為：</p><p><b>　　(1-4)</b></p>&l

54、t;p><b>　　化簡后得：</b></p><p><b>　　(1-5)</b></p><p>　　因為系統(tǒng)穩(wěn)定后、和都不變，所以電子負載會保證恒功率狀態(tài)。</p><p>　　由于實際中利用模擬電路搭建乘法器并不方便，而且有一定誤差，因此利用數(shù)字控制器實現(xiàn)恒功率模式較為方便。</p><

55、p>　　3 電子負載在MATLAB/Simulink下的建模與仿真</p><p>　　由第一章內(nèi)容分析可知，對于恒流、恒壓、恒阻模式的電子負載，其基本拓撲類似，因此對運算放大器、MOS管的選擇相對容易，不需要由于控制模式的不同而進行大的改動。利用Matlab/Simulink的仿真可以建立一個仿真模型，通過該模型可以確定拓撲的正確性，得到并計算相應(yīng)的仿真參數(shù)。</p><p>　　

56、假定電子負載的傳遞函數(shù)為G(s)，通過加入適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)器可以將電子負載變?yōu)橐粋€閉環(huán)穩(wěn)定的系統(tǒng)，調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為H(s)。控制圖如圖3.1所示。</p><p>　　圖3.1 電子負載控制方塊圖</p><p>　　3.1電子負載的開環(huán)響應(yīng)</p><p>　　由設(shè)計要求可知，電子負載工作在40~60V，能承受6000W功率。為了保證電子負載正常工作，采用6個1000

57、W模塊并聯(lián)，每個模塊最大吸收電流為25A。假定電子負載每個含有MOS管的支路最大工作電流為2A，即每一個模塊中有13個MOS管支路。為了方便控制，選擇每一模塊中有16個MOS管支路，選擇的采樣電阻和的分壓電阻，這樣可以保證負載在工作時不會因為電壓較高或者電流較大燒壞MOS管。</p><p>　　先建立一個單支路開環(huán)的電子負載模型，即將圖3.1中的反饋回路斷開，令H(s)=1。在Matlab/Simulink下建

58、立系統(tǒng)模型，如圖3.2所示</p><p>　　圖3.2開環(huán)電子負載電路圖</p><p>　　其中，是線路以及上的電感，是分壓電阻，是采樣電阻。設(shè)置，，。對于選用的MOS管，可由其數(shù)據(jù)手冊計算出增益為，開通電壓，調(diào)制系數(shù)。對N溝道MOS管而言，如果，則，即MOS管的溝道未能開啟，MOS管處于截止區(qū)。如果，即MOS管的漏源電壓在零和柵源電壓減去導(dǎo)通電壓之間，有</p><

59、;p><b>　　(2-1)</b></p><p>　　這時MOS管工作在線性區(qū)，也就是可變電阻區(qū)。如果不變，則認為，即電壓和電流成正比，MOS管兩邊的等效電阻為定值。</p><p>　　如果，即柵源電壓減去導(dǎo)通電壓在漏源電壓和零之間，有</p><p><b>　　(2-2)</b></p>&l

60、t;p>　　這時MOS管工作在飽和區(qū)。在飽和區(qū)，假定不變，則不論如何變化，基本恒定在一個固定值。圖3.3給出了MOS管的特性曲線。</p><p>　　圖3.3 N溝道MOS管特性曲線</p><p>　　當(dāng)MOS管柵源電壓在0~5.5V之間時，電流由0~2A變化。采樣電阻上電壓的變化范圍為0~1V，為了保證有效的調(diào)節(jié)范圍和適用于數(shù)字控制等方面，需要將上的電壓進行放大處理，放大倍數(shù)由

61、數(shù)模轉(zhuǎn)換器的工作范圍決定，這里選擇放大3倍。在Simulink下的原理圖如圖3.4所示。</p><p>　　圖3.4 加入電流采樣放大器后的電子負載開環(huán)電路圖</p><p>　　其中，。運算放大器和、構(gòu)成一個同向放大電路，將電流采樣信號放大為0~3V。</p><p>　　為了穩(wěn)定可靠的對系統(tǒng)進行調(diào)節(jié)，首先要繪制出系統(tǒng)的波特圖，波特圖是線性非時變系統(tǒng)的傳遞函數(shù)對

62、頻率的半對數(shù)坐標圖，可以由系統(tǒng)的傳遞函數(shù)求得，也可以通過實驗的方法繪制。由于系統(tǒng)的傳遞函數(shù)不容易求得，因此采用實驗的方法，分別計算系統(tǒng)在不同頻率下的增益和相位差。</p><p>　　圖3.5 MOS管開環(huán)增益及相位測量圖</p><p>　　如圖3.5所示，首先在MOS管柵極加入直流偏置電壓，這個電壓能夠讓系統(tǒng)電流穩(wěn)定在2A，這是柵源電壓，在直流偏置上加入一個小的交流信號，這里選取100

63、mV，通過測量放大器上輸出電壓的交流成分，繪制出波特圖。如圖3.6所示。</p><p>　　圖3.6 電子負載波特圖</p><p>　　由圖3.6可知，系統(tǒng)的截止頻率在102kHz，穿越頻率在230kHz，相位裕度為-86度。為了保證系統(tǒng)的正常工作，需要加入一個調(diào)節(jié)器使系統(tǒng)能夠正常工作，并且對擾動有較好的抑制作用的誤差放大器。</p><p>　　3.2電子負載

64、誤差放大器調(diào)節(jié)</p><p>　　3.2.1誤差放大器的選擇</p><p>　　如圖3.7所示，該誤差放大器電路在輸入端有一復(fù)阻抗，在反饋端有一復(fù)阻抗，增益為。</p><p>　　圖3.7 誤差放大器電路圖</p><p>　　將誤差放大器的增益或傳遞函數(shù)用它的復(fù)阻抗和寫出，即以復(fù)變量s表示，，常用的誤差放大器有三種，如圖3.8所示。&

65、lt;/p><p>　?。╝） 第一類誤差放大器</p><p>　　（b） 第二類誤差放大器</p><p>　?。╟） 第三類誤差放大器</p><p>　　圖3.8 常用的三種誤差放大器</p><p>　　這種誤差放大器補償?shù)姆椒?，首先是由威納波爾提出，先計算出誤差放大器所需要提供的相位裕度（相位提升），接下來根據(jù)

66、計算結(jié)果，在三種補償形式的電路中選擇其中的一種作為補償網(wǎng)絡(luò)。實際元件的選擇可以遵循以下規(guī)則，即讓頻帶寬度范圍內(nèi)的零點和極點對稱分布：零點可以使帶寬以內(nèi)的相位上升，而極點可以使帶寬內(nèi)的增益下降。第一類誤差放大器的提升相位不大于0°，第二類誤差放大器的提升相位不大于75°，第三類誤差放大器的提升相位不大于160°。根據(jù)電子負載測量的波特圖，選擇有單一零點和極點的誤差放大器，即第二類誤差放大器。</p>

67、;<p>　　3.2.2系統(tǒng)誤差校正設(shè)計</p><p>　　第二類誤差放大器電路中含有一個初始極點，一個零點和一個極點，其傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p><b>　　化簡后得</b></p><p><b>　　(2-4)<

68、/b></p><p>　　系統(tǒng)中的兩個時間常數(shù)為，，其中，因此。算得。</p><p>　　為了保證在時系統(tǒng)有最大的相位裕度，，取，則，。將以上參數(shù)代入Matlab模型，可以建立如圖3.9所示的模型。</p><p>　　圖3.9 由第二類誤差放大器建立的電子負載模型</p><p>　　由上文可知，運算放大器1以及相應(yīng)的補償電容一起

69、形成的傳遞函數(shù)是圖3.1中的H(s)，MOS管以及相應(yīng)的電流采樣電路形成了圖3.1中的G(s)。</p><p>　　在輸入處加入一個初始為0，在t=1s時電流變?yōu)?A的階躍響應(yīng)，觀察系統(tǒng)的電流輸出情況，如圖3.10所示。</p><p>　　圖3.10 電子負載加入階躍響應(yīng)時電源電流與采樣電阻電壓變化圖</p><p>　　由圖3.10可知，系統(tǒng)在正常無擾動情況下

70、工作時輸出特性良好，響應(yīng)速度快，能夠滿足設(shè)計需要。</p><p>　　如圖3.11所示，系統(tǒng)的擾動為N(s)，引入擾動的位置在調(diào)節(jié)器之后。通過加入擾動可以觀測系統(tǒng)對擾動的抵抗能力。系統(tǒng)的擾動主要是來自電源電壓的擾動。由于電源存在一定的紋波，電源輸出會在一定范圍內(nèi)波動，造成恒流模式下電子負載輸出電流出現(xiàn)波動。紋波是附著于直流電平之上的包含周期性與隨機性成分的雜波信號，指在額定輸出電壓、電流的情況下，輸出電壓中的交

71、流電壓的峰值。</p><p>　　圖3.11 考慮擾動時系統(tǒng)方框圖</p><p>　　低頻紋波產(chǎn)生原因是由于我國供電頻率是50Hz，所以它的紋波主要來自工頻50Hz變壓器，紋波電壓的頻率常常是50Hz的整數(shù)倍，大小取決于整流電路的類型。</p><p>　　開關(guān)器件也會產(chǎn)生的噪聲，隨著開關(guān)的開啟和關(guān)閉的切換，電感L中的電流也是在輸出電流的有效值上下波動。所以在輸

72、出端也會出現(xiàn)一個與開關(guān)同頻率的紋波。</p><p>　　高頻紋波來源于開關(guān)變換電路。開關(guān)電源的開關(guān)管在導(dǎo)通和截止的時候，都會有一個上升和下降時間，這時候在電路中就會出現(xiàn)一個與開關(guān)上升與下降 時間的頻率相同或者奇數(shù)倍頻的噪聲，一般為幾十MHz。同樣二極管在反向恢復(fù)瞬間，其等效電路為電阻電容和電感的串聯(lián)，會引起諧振，產(chǎn)生的噪聲頻率也為幾十MHz。還有高頻變壓器的漏感也會產(chǎn)生高頻干擾。這些噪聲一般叫做高頻紋波噪聲。&

73、lt;/p><p>　　為了觀察系統(tǒng)對電源紋波的影響，在模型中加入一個電源模擬電源輸出紋波，如圖3.12所示。設(shè)置交流電壓源的峰峰值為2V，頻率由100Hz開始。</p><p>　　圖3.12 電子負載加入擾動后原理圖</p><p>　　由圖3.13可以看出，系統(tǒng)在上述情況下工作時，電子負載的調(diào)節(jié)器能快速響應(yīng)輸入的低頻紋波，但是對于高頻的信號響應(yīng)并不理想，在電流輸出

74、處有一定干擾信號存在。</p><p>　　圖3.13 電源有輸出紋波時電子負載加入階躍響應(yīng)時電源電流與采樣電阻電壓變化圖</p><p>　　作為電子負載，為了滿足動態(tài)模式的功能，需要在電子負載輸入給定加入一系列的方波，并且保證電子負載在電源側(cè)呈現(xiàn)相應(yīng)的動態(tài)響應(yīng)，將圖3.10中的階躍輸入信號改為方波輸入信號，頻率為10kHz。</p><p>　　圖3.14 電子

75、負載動態(tài)模式響應(yīng)圖</p><p>　　由圖3.14可知，電子負載在動態(tài)模式中，對于輸入給定有較大的超調(diào)，尤其是在給定較大時十分明顯。為了克服上述兩個問題，在系統(tǒng)中需要重新設(shè)計PID調(diào)節(jié)器，抑制輸出超調(diào)，降低輸入電源干擾，并且保證電子負載對低頻紋波抑制能力強。</p><p>　　3.3電子負載N-Z法整定</p><p>　　John Ziegler和Nathan

76、iel Nichols發(fā)明了著名的回路整定技術(shù)使得PID算法在所有應(yīng)用在工業(yè)領(lǐng)域內(nèi)的反饋控制策略中是最常用的。Ziegler-Nichols整定技術(shù)是1942年第一次發(fā)表出來，直到現(xiàn)在還被廣泛地應(yīng)用著。</p><p>　　所謂的對PID回路的“整定”就是指調(diào)整控制器對實際值與設(shè)定值之間的誤差產(chǎn)生的反作用的積極程度。如果正巧控制過程是相對緩慢的話，那么PID算法可以設(shè)置成只要有一個隨機的干擾改變了過程變量或者一個

77、操作改變了設(shè)定值時，就能采取快速和顯著的動作。</p><p>　　相反地，如果控制過程對執(zhí)行器是特別地靈敏而控制器是用來操作過程變量的話，那么PID算法必須在比較長的一段時間內(nèi)應(yīng)用更為保守的校正力?；芈氛ǖ谋举|(zhì)就是確定對控制器作用產(chǎn)生的過程反作用的積極程度和PID算法對消除誤差可以提供多大的幫助。</p><p>　　3.3.1傳遞函數(shù)的近似</p><p>　

78、　在實際的過程中，有大量的對象模型可以近似地由一階純延遲慣性環(huán)節(jié)來表征其傳遞函數(shù)的數(shù)學(xué)模型，即。對于本系統(tǒng)，可以得到在低頻范圍內(nèi)與一階純延遲慣性環(huán)節(jié)近似的等效數(shù)學(xué)模型。利用上述得到的系統(tǒng)波特圖，電子負載在低頻的開環(huán)傳遞函數(shù)為。其波特圖如圖3.15所示：</p><p>　　圖3.15 利用N-Z法整定出的傳遞函數(shù)的波特圖</p><p>　　3.3.2響應(yīng)參數(shù)的整定</p>

79、<p>　　基于時域響應(yīng)的PID參數(shù)整定有兩種方法，對被控對象施加一個階躍信號，通過實驗的方法測出其響應(yīng)信號，則輸出信號可由圖3.16中的形狀近似確定參數(shù)K放大系數(shù)，容量滯后時間和T時間常數(shù)?；蛘咴O(shè)系統(tǒng)只有比例控制的閉環(huán)系統(tǒng)，則當(dāng)Kp增大時，閉環(huán)系統(tǒng)若能產(chǎn)生等幅振蕩，測出其振蕩周期P'和振幅Kp'，也可以整定PID參數(shù)。</p><p>　　圖3.16 被調(diào)量在階躍輸入下的變化曲線<

80、;/p><p>　　利用下表的整定參數(shù)，可以計算出系統(tǒng)在不同控制器下的不同參數(shù)。</p><p>　　表3-1 PID參數(shù)整定表</p><p>　　由系統(tǒng)的傳遞函數(shù)可知K=2.3878，，。由上表可知，，，。，。</p><p>　　如果數(shù)據(jù)是通過頻域響應(yīng)獲得的，可以先畫出其對應(yīng)的Nyquist曲線?？傻玫较到y(tǒng)的剪切頻率和極限增益，若令，同樣也

81、可以從表3-1給出的經(jīng)驗公式可以得到PID控制器對應(yīng)的參數(shù)。</p><p>　　將上述參數(shù)代入PID調(diào)節(jié)器模塊中，將系統(tǒng)構(gòu)建成如圖所示的模型，經(jīng)過仿真后有如圖3.17所示的波形。</p><p>　　圖3.17 N-Z法整定后系統(tǒng)的階躍響應(yīng)</p><p>　　在輸入處加入矩形波信號，并觀察系統(tǒng)的響應(yīng)情況，如圖3.18所示。</p><p>

82、;　　圖3.18 系統(tǒng)對方波輸入信號的響應(yīng)</p><p>　　由圖可知，系統(tǒng)對動態(tài)模式中，系統(tǒng)調(diào)節(jié)速度較慢，雖然系統(tǒng)能夠沒有超調(diào)的完成響應(yīng)，但是上升時間過長。調(diào)節(jié)PID調(diào)節(jié)器的參數(shù)，使其更滿足于系統(tǒng)響應(yīng)，經(jīng)過調(diào)節(jié)，PID參數(shù)如下：，，，經(jīng)過仿真，得到如圖3.19所示波形：</p><p>　　圖3.19 重新整定后系統(tǒng)對方波信號的響應(yīng)</p><p>　　由圖3.

83、19中可知，經(jīng)過調(diào)節(jié)后的PID參數(shù)可以很好的滿足系統(tǒng)需求，在給定突然上升過程中夠無超調(diào)的迅速的穩(wěn)定下來。</p><p>　　利用Matlab中PID Tuner可以整定出與上述響應(yīng)近似的結(jié)果，如圖3.20所示。</p><p>　　圖3.20利用PID Tuner響應(yīng)結(jié)果分析</p><p>　　3.4電子負載建模結(jié)果分析</p><p>

84、　　1）有關(guān)電子負載的數(shù)學(xué)模型的分析</p><p>　　電子負載是一個單輸入單輸出的系統(tǒng)，輸入量為MOS管柵源極電壓，輸出量為流過MOS管的電流，也可以認為是在電源測等效的電阻。由MOS管在飽和區(qū)的工作特性可知，在溝道調(diào)制效應(yīng)忽略不計的情況下，流過MOS管的電流和柵源電壓減去導(dǎo)通電壓的平方成正比，當(dāng)柵源電壓發(fā)生微小的變化的時候，MOS管上的電流會發(fā)生顯著的變化。由上述結(jié)論與MOS管的工作特性可知，在系統(tǒng)輸入端加

85、入一個階躍信號時，系統(tǒng)的輸出變化非?？?。即使考慮MOS管輸入電容，該電容與線路上的驅(qū)動電阻的時間常數(shù)小于，完全可以忽略，這也可以解釋將系統(tǒng)歸為一階純延遲慣性環(huán)節(jié)時，時間常數(shù)T和都非常小的原因。</p><p>　　2）有關(guān)系統(tǒng)超調(diào)的分析</p><p>　　對于上述設(shè)計中系統(tǒng)發(fā)生較大超調(diào)的原因：系統(tǒng)在工作中積分項的初值不為零，因此當(dāng)系統(tǒng)狀態(tài)發(fā)生突變時，積分項對系統(tǒng)的調(diào)節(jié)不能達到預(yù)期的效果，

86、會出現(xiàn)較大的超調(diào)。在使用Ziegler-Nichols法整定時，對PID調(diào)節(jié)器進行了重置。當(dāng)輸入給定的變化量很大時，PID調(diào)節(jié)器會重置，保證積分項、微分項的初值為零。</p><p>　　3）有關(guān)微分器的說明</p><p>　　在實際的應(yīng)用中純凈的微分環(huán)節(jié)從來不會應(yīng)用，因為它會引入不必要的干擾。通常用一個一階低通濾波環(huán)節(jié)來代替，近似的PID控制傳遞函數(shù)就可以寫成如下形式：</p&g

87、t;<p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　其中N是一個系數(shù)，N越大，一階低通濾波環(huán)節(jié)越接近微分環(huán)節(jié)。</p><p>　　3.5恒阻、恒壓、恒功率模式調(diào)節(jié)器的仿真</p><p>　　利用上文中設(shè)計的PID調(diào)節(jié)器分別對電子負載的恒阻、恒壓模式進行控制。對恒阻模式，建立如下模型，如圖3.21所示。</p&

88、gt;<p>　　圖3.21 恒阻模式仿真模型</p><p>　　設(shè)置仿真時間為0.02s，階躍時間為0.01s，電源側(cè)等效電阻由變?yōu)椋娫措妷褐绷髁繛?0V，交流量電壓峰值為10V，頻率為10kHz。PID調(diào)節(jié)器參數(shù)仍為上文中N-Z法整定參數(shù)。仿真結(jié)果如圖3.22所示：</p><p>　　圖3.22 恒阻模式下電子負載輸入電流與待測電源電壓波形圖</p>

89、<p>　　由圖3.22可知，在恒阻模式下，不論系統(tǒng)電源如何波動，電流和電壓的比值總是維持在設(shè)定值，當(dāng)電阻變小時，流過MOS管的電流會加大。系統(tǒng)對電阻的突然變化響應(yīng)速度很快，并且保證了較小的超調(diào)量。</p><p>　　對恒壓模式，被測電源選擇恒流源，電流輸出直流量在1.5A，交流量峰值為0.5A，頻率為10kHz，設(shè)置仿真時長為0.02s，在0.01s時由電壓由40V上升到60V，構(gòu)建如圖3.23所示

90、的模型，仿真結(jié)果如圖3.22所示。</p><p>　　圖3.23 電子負載恒壓模式電路結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　圖3.24 電子負載恒壓模式響應(yīng)曲線</p><p>　　由圖3.24可知，在恒壓模式下，不論電流如何波動，電壓總能穩(wěn)定在設(shè)定值，系統(tǒng)的超調(diào)量很小，響應(yīng)速度很快。</p><p>　　對恒功率電路，由于模擬電路不利于實現(xiàn)，因此需

91、要借助數(shù)字控制器進行調(diào)節(jié)，在本節(jié)僅采用Matlab中的乘法器代替數(shù)字部分。選擇輸出為50V的待測電源，調(diào)節(jié)器采用上文中整定的調(diào)節(jié)器。建立如圖3.25所示的原理圖。</p><p>　　圖3.25 電子負載恒功率模式原理圖</p><p>　　圖3.26 恒功率模式電子負載響應(yīng)圖</p><p>　　由仿真分析可知，在圖3.26所示的波形圖中，電子負載的調(diào)節(jié)能力較差，

92、系統(tǒng)出現(xiàn)了較大的超調(diào)，設(shè)計的調(diào)節(jié)器不適合電子負載的恒功率模式，因此需要利用數(shù)字控制系統(tǒng)在不影響響應(yīng)速度的情況下，減小系統(tǒng)的超調(diào)。電子負載數(shù)字調(diào)節(jié)的整定與計算在第三章中介紹。</p><p>　　3.6 仿真結(jié)果分析</p><p>　　下表對電子負載采用不同方法整定后上升時間、超調(diào)量等值的測量。</p><p>　　表3-2 電子負載不同調(diào)節(jié)器下性能指標</p

93、><p>　　由上表可知，利用N-Z法計算出的PID調(diào)節(jié)器在上系統(tǒng)上升時間有很大的優(yōu)勢，超調(diào)量與利用誤差調(diào)節(jié)器補償后的電子負載基本相同。原因是利用N-Z法整定出的PID調(diào)節(jié)器讓電子負載有很寬的帶寬，這樣電子負載對輸入響應(yīng)變的十分迅速。但是利用N-Z法整定出的調(diào)節(jié)器參數(shù)在實際中并不實用。因為它的積分系數(shù)很大，超過，在實際電路中很難實現(xiàn)，其次N-Z法整定的微分參數(shù)很小，應(yīng)用于電路中也比較困難。</p>&l

94、t;p>　　4 直流電子負載電路設(shè)計</p><p>　　4.1電子負載功率電路的設(shè)計</p><p>　　由第二章內(nèi)容可知，MOS管串聯(lián)電阻為15歐姆，以下為該電阻的計算依據(jù)。</p><p>　　依照上文所述，電子負載功率部分主要由多個MOS管并聯(lián)而成，主要影響MOS管工作的因素為MOS管上的耗散功率，即：</p><p>　　其中

95、Vs是電源電壓，I是電源電流，R是與MOS管串聯(lián)的電阻。上述等式的約束條件為，，，即在MOS管上消耗的功率小于MOS管最大的耗散功率，流過MOS管的電流小于等于2A以及電源電壓在40-60V之間。利用Matlab建立MOS管功耗的函數(shù)。</p><p>　　在Matlab中輸入如下的程序：</p><p>　　[x,y,z]=meshgrid(40:1:60,0:0.25:2,0:1:20

96、);</p><p>　　v=y.*(x-y.*z);</p><p>　　for(i=40:5:60);</p><p>　　for(j=0:0.5:2);</p><p>　　for(k=0:2:20);</p><p>　　slice(x,y,z,v,i,j,k)</p><p><

97、b>　　hold on</b></p><p><b>　　end</b></p><p><b>　　end</b></p><p><b>　　end</b></p><p><b>　　hold off</b></p>

98、<p>　　運行后可以很清楚的觀察到MOS管上消耗的功率隨串聯(lián)電阻、電源電壓和電流的影響。如圖4.1所示。</p><p>　　由圖可知，當(dāng)電阻選擇過小時，MOS管上消耗的功率會提升很多，超過設(shè)計的安全裕量，如果電阻選擇過大，則在電阻上消耗的功率過大，也會超過電阻安全裕量。對功率電阻而言，功率越大，體積越大，綜合考慮MOS管和電阻的功率消耗和電子負載的體積，選擇的電子負載串聯(lián)電阻較為合適。</p

99、><p>　　圖4.1 電子負載輸入電壓、電流、串聯(lián)電阻與MOS管功耗關(guān)系圖</p><p>　　通過對市場上現(xiàn)階段MOS管耗散功率的比對，發(fā)現(xiàn)在MOS管為25攝氏度時，其耗散功率小于400W，每升高一度，最大耗散功率減少2W，假定電子負載在滿負荷時工作在65攝氏度，則MOS管的最大耗散功率小于270W，考慮MOS管工作的安全裕量等因素，單個MOS管承受的耗散功率小于100W，利用上述程序建立

100、的模型，可以看出選擇15歐姆的串聯(lián)電阻。對比不同的MOS管型號后，選擇IRFP260N作為調(diào)整電流的器件。在MOS管上電阻的功耗最大為60W，選擇100W的金屬電阻作為功率電阻。</p><p>　　IRFP260N是一款TO-247A封裝的HEXFET功率MOS管，耐壓200V，導(dǎo)通電阻0.04歐姆，25度耗散功率為300W，每升高1攝氏度最大耗散功率下降2W，輸入電容為4057pF，輸出電容為603pF。功率

101、部分電路如圖4.2所示。</p><p>　　圖4.2電子負載功率電路原理圖</p><p>　　其中為功率管，為采樣電阻，為串聯(lián)電阻。</p><p>　　4.2電子負載驅(qū)動電路設(shè)計</p><p>　　電子負載的驅(qū)動電路主要要求能迅速、精確的將MOS管柵源電壓穩(wěn)定，迅速的響應(yīng)系統(tǒng)的給定。</p><p>　　圖4.

102、3 電子負載驅(qū)動電路原理圖</p><p>　　如圖4.3所示的電路，是電流采樣的輸入端，是電壓給定端。、、、構(gòu)成一個補償網(wǎng)絡(luò)，保證運算放大器在工作時輸出穩(wěn)定，這些元件的參數(shù)與上文中調(diào)節(jié)器的參數(shù)近似或者相同，有上文中提到的調(diào)節(jié)器的優(yōu)勢與劣勢，但是主要控制器為數(shù)字控制部分，本調(diào)節(jié)器僅起到輔助作用。運算放大器選用LF412，主要是因為它的壓擺率較高為10V/us，帶寬較寬，輸出電流較大，能夠迅速的響應(yīng)輸入給定。<

103、;/p><p>　　4.3電子負載采樣電路設(shè)計</p><p><b>　　4.3.1電流采樣</b></p><p>　　電流采樣電路如圖4.4所示</p><p>　　圖4.4 電流采樣電路原理圖</p><p>　　其中是串聯(lián)在支路上的采樣電阻，是一個偏置電阻，、、構(gòu)成一個濾波電路。濾波器的增益

104、為，截止頻率為。為了滿足系統(tǒng)設(shè)計的需要，調(diào)節(jié)，使采樣電路的增益為9.54dB。</p><p><b>　　4.3.2電壓采樣</b></p><p>　　電壓采樣電路主要以準確的電壓采樣為目地，并通過一系列的信號調(diào)理過程將電源電壓減小至單片機可以檢測的范圍。</p><p>　　圖4.5 電壓采樣電路與增益調(diào)節(jié)電路原理圖</p>

105、<p>　　如圖4.5所示，電壓采樣電路，經(jīng)、分壓后由運算放大器輸入至DA的參考電壓引腳處。其中運算放大器的放大倍數(shù)為一倍，輸出電壓值在1.18V~1.76V。TLV5618是一款數(shù)模轉(zhuǎn)換器，它的輸出電壓為，N為輸入給定值。經(jīng)過上述調(diào)理電路處理后輸出電壓隨電源電壓變化，并且可由單片機進行倍率控制。通過檢測處電壓或者檢測運算放大器輸出電壓，即可計算出電源電壓的大小。運算放大器OP27是一款高速、高增益、高共模抑制比、低噪聲的運

106、算放大器，非常適合檢測電路的前級調(diào)理。</p><p>　　4.4電子負載保護電路設(shè)計</p><p>　　電子負載需要防止輸出過流以及輸入過壓或者欠壓。為了應(yīng)對上述情況，需要設(shè)計能夠快速響應(yīng)過電壓、電流等情況的電路。</p><p>　　圖4.6 過流保護電流原理圖</p><p>　　圖4.6中是加法電路，它將每一路電流采樣的電流值相加，

107、由調(diào)節(jié)輸出值的倍數(shù)，是一個遲滯比較電路，比較的上門限電壓為+5V，下門限電壓在-2.35V，當(dāng)電流值經(jīng)過加權(quán)后大于設(shè)計的門限值時，輸出由一個大于零的電壓變?yōu)橐粋€小于零的電壓，經(jīng)過比較器后將MOS管的柵源電壓降低，直至關(guān)斷。若要恢復(fù)電子負載的功能，需要將驅(qū)動繼電器將的2腳處電壓降低至-2.35V以下，這時輸出為高，這是MOS管才能正常工作。</p><p>　　對于過壓和欠壓情況，只需對電壓采樣后的信號進行檢測，判

108、斷是否在給定范圍內(nèi)即可。</p><p>　　圖4.7 過溫保護電路原理圖</p><p>　　溫度保護采用KSD-70溫度開關(guān)，當(dāng)溫度超過70攝氏度時它會自動閉合，在如圖4.7所示的電路中，是電流采樣后的輸入點。用于溫度保護的溫度開關(guān)和支路上電流檢測電路利用兩個二極管進行“與”的關(guān)系，當(dāng)溫度過高或者電流較大時會在O處給一個高電平的信號，這個信號不會關(guān)閉電子負載，但是該信號接通至電子負載的

109、控制單元，由控制單元采取必要的動作。</p><p>　　4.5電子負載數(shù)字控制電路設(shè)計</p><p>　　4.5.1數(shù)字控制器原理</p><p>　　電子負載數(shù)字控制器采用STM32F10X系列單片機控制，STM32F系列屬于中等容量增強型，32位基于ARM核心的帶64或者128K字節(jié)閃存的微控制器。</p><p>　　本設(shè)計采用數(shù)字

110、PID調(diào)節(jié)器，以完善系統(tǒng)對動態(tài)性能的要求。</p><p>　　在連續(xù)-時間控制系統(tǒng)中，PID控制器應(yīng)用得非常廣泛。其設(shè)計技術(shù)成熟，長期以來形成了典型的結(jié)構(gòu)，參數(shù)整定方便，結(jié)構(gòu)更改靈活，能滿足一般的控制要求。</p><p>　　數(shù)字PID控制比連續(xù)PID控制更為優(yōu)越，因為計算機程序的靈活性，很容易克服連續(xù)PID控制中存在的問題，經(jīng)修正而得到更完善的數(shù)字PID算法。</p>

111、<p>　　PID控制器是一種線性的控制器，它根據(jù)給定值r(t)與實際值y(t)構(gòu)成控制偏差e(t)=r(t)-y(t)</p><p><b>　　PID控制規(guī)律為</b></p><p><b>　　(3-1)</b></p><p>　　以一些列的采樣時刻點kT代表連續(xù)時間t，以矩形法數(shù)值積分近似代替積分，

112、以一階后向差分近似代替微分進行離散化，即</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　代入(3-1)式可得離散PID表達式</p><p><b>　　(3-3)</b></p><p>　　式中，。T為采樣周期，k為采樣序號，e(k)為第k次時刻所得的偏差信號。</p

113、><p>　　對于PID調(diào)節(jié)有很多算法，本設(shè)計采用變速積分PID算法。在普通PID控制算法中，由于積分系數(shù)ki是常數(shù)，所以在整個控制過程中，積分增量不變，而系統(tǒng)對積分項的要求是，系統(tǒng)偏差大時積分作用減弱甚至全無，而在偏差小時則應(yīng)加強。積分系數(shù)大了會產(chǎn)生超調(diào)，甚至積分飽和，取小了又遲遲不能消除靜差。因此根據(jù)系統(tǒng)偏差大小改變積分的速度對提高系統(tǒng)品質(zhì)很重要。變速積分PID的基本思路是設(shè)法改變積分的累加速度，使其與偏差大小相