畢業(yè)設計--- 電力系統(tǒng)接地電阻的智能測量的系統(tǒng)設計

1、<p>　　畢 業(yè) 設 計</p><p>　　題 目： 電力系統(tǒng)接地電阻的智能測量 </p><p>　　的系統(tǒng)設計 </p><p>　　院：

2、 電氣信息學院 </p><p>　　專業(yè)： 電氣工程及其自動化 班級： 0708 學號： 01 </p><p>　　學生姓名： </p><p>　　導師姓名：

3、 </p><p>　　完成日期： 2011 年 6 月 4 日 </p><p>　　畢業(yè)設計（論文）任務書</p><p>　　題目： 電力系統(tǒng)接地電阻的智能測量的系統(tǒng)設計 </p><p>　　姓名 李方元 院

4、電氣信息學院 專業(yè) 電氣工程及其自動化 班級 0708 學號 01 </p><p>　　指導老師 職稱 副教授 教研室主任 </p><p>　　1、研究國內外電力網(wǎng)接地電阻測試線裝。 </p><

5、p>　　2、完成電力系統(tǒng)接地電阻智能測試系統(tǒng)的總體構思。 </p><p>　　3、研究測量原理與技術。 </p><p>　　4、完成硬件系統(tǒng)設計。

6、 </p><p>　　5、完成軟件系統(tǒng)設計。 </p><p>　　6、撰寫畢業(yè)設計說明書。 </p>&

7、lt;p>　　進度安排及完成時間： </p><p>　　1：第一周至第二周：查閱資料，撰寫文獻綜述和開題報告。 </p><p>　　2：第三周至第四周：畢業(yè)實習。 </p><p>　　3：第五周至第六

8、周：完成智能測試系統(tǒng)的總體框圖。 </p><p>　　4：第七周至第八周：完成各單元電路設計。 </p><p>　　5：第九周至第十周：完成總體硬件電路設計。 &

9、lt;/p><p>　　6：第十一周至第十二周：完成系統(tǒng)軟件設置。 </p><p>　　7：第十三周至第十四周：撰寫畢業(yè)設計說明書。 </p><p>　　8：第十五周至第十六周：6-15至6-18，畢業(yè)答辯。

10、 </p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　第1章 緒論3</b></p><p>　　1.1 課題背景介紹及研究意義3</p><p>　　1.2 接地電阻測試方法的發(fā)展現(xiàn)狀4</p>

11、<p>　　1.2.1 接地電阻測量的基本原理4</p><p>　　1.2.2 伏安法(電壓—電流表法)4</p><p>　　1.2.3 E型搖表法4</p><p>　　1.2.4 數(shù)字式接地電阻測試儀5</p><p>　　1.2.5 主要研究內容和關鍵技術5</p><p>　　1.3

12、應用前景分析6</p><p>　　第2章 設計總體構思及干擾分析7</p><p>　　2.1 設計總體構思7</p><p>　　2.1.1測試原理7</p><p>　　2.1.2 硬件原理框圖8</p><p>　　2.1.2 軟件程序框圖8</p><p>　　2.2系統(tǒng)

13、干擾信號分析9</p><p>　　2.2.1 使用三重屏蔽，減少電磁干擾10</p><p>　　2.2.2 使用帶通濾波器，限制采樣信號帶寬11</p><p>　　2.2.3 特定頻率信號的DFT檢波12</p><p>　　2.2.4 同頻干擾信號分離19</p><p>　　第3章 測量系統(tǒng)的硬件

14、設計21</p><p>　　3.1單片機硬件系統(tǒng)的配置21</p><p>　　3.1.1 單片機選型21</p><p>　　3.1.2 C8051F005單片機系統(tǒng)說明22</p><p>　　3.2 單片機外圍電路模塊設計23</p><p>　　3.2.1 電壓偏移電路23</p>

15、<p>　　3.2.2 JTAG接口電路24</p><p>　　3.3 微弱電流信號前置放大電路設計25</p><p>　　3.3.1 微電流測試基本原理26</p><p>　　3.3.2 微電流放大電路元器件的選擇26</p><p>　　3.3.3 放大電路結構的改進27</p><p>

16、　　3.4 程控濾波器電路模塊設計28</p><p>　　3.4.1 硬件連接電路圖30</p><p>　　3.5 液晶顯示電路設計30</p><p>　　3.5.1 液晶管腳接口說明表31</p><p>　　3.5.2 液晶顯示電路硬件連接圖32</p><p>　　第4章 測量系統(tǒng)的軟件設計3

17、3</p><p>　　4.1 液晶顯示33</p><p>　　4.2 干擾信號頻率檢測33</p><p>　　4.3 正弦電壓激勵信號發(fā)生35</p><p>　　4.4 可編程濾波器軟件設計36</p><p>　　4.5 電壓電流數(shù)據(jù)采集38</p><p>　　4.6 數(shù)字

18、信號處理40</p><p>　　4.6.1 DFT選頻檢波及同頻信號矢量分解40</p><p>　　4.6.2 接地電阻計算42</p><p><b>　　參考文獻43</b></p><p>　　附錄：總電路圖44</p><p><b>　　第1章 緒論</b

19、></p><p>　　1.1 課題背景介紹及研究意義</p><p>　　為了維護電力系統(tǒng)安全可靠運行，保障電氣設備與運行工作人員安全，發(fā)配電設備的質量和各種保護系統(tǒng)的質量指標固然十分重要，而一個安全可靠的接地系統(tǒng)，對電力系統(tǒng)的安全運行和防止事故的發(fā)生同樣具有十分重要的意義，接地系統(tǒng)的好壞直接關系到電氣設備正常工作和人身的安全。因為接地不良而造成設備故障的情況屢有發(fā)生，全國各地就曾

20、多次發(fā)生因接地網(wǎng)的問題而造成重大事故的事例。衡量接地系統(tǒng)的標準包括接地電阻、跨步電阻、接觸電阻、均衡電位、泄流能力、抗腐能力等，而接地電阻的大小是判斷接地系統(tǒng)合格與否的主要判據(jù)之一。</p><p>　　接地電阻測試儀是檢驗測量接地電阻的常用儀表，也是電氣安全檢查與接地工程竣工驗收不可缺少的工具，傳統(tǒng)的接地電阻的測量方法，通常是斷開接地線與電力設備的連接，采用搖表法進行測量，他是一種離線激勵測量方法，存在著明顯的

21、缺點；</p><p>　　⑴在測量時電力設備需要停電，影響了電網(wǎng)的正常供電和用戶的生產生活用電，會造成極大的經濟損失，特別是在電力短缺、社會生產生活各方面對連續(xù)供電的迫切需的現(xiàn)實情況下，要一些大型樞紐發(fā)變電站停電或臨時斷開主變中性接地點的困難較大，所以這種離線測試方法明顯不適用于現(xiàn)在社會電力設備運行的實際要求。</p><p>　　⑵每次測量時都要打兩個或兩個以上輔助地極，這不僅增加了維

22、護的勞動強度，浪費大量的人力物力，而且許多現(xiàn)場情況無法打輔助地極，如果周圍是水泥地會更加不便;打地樁地點的選擇要經過計算，測試結果受具體打樁地點地質和周圍地形的影響，有時在打輔助地極時無法滿足在地網(wǎng)對角線方向上電流輔助極距地網(wǎng)約40m、電壓輔助極距地網(wǎng)20m這一要求。</p><p>　?、请x線測量方法測試到的僅僅是接地線的電阻是否符合要求，對于連接到電力設備之后，整個系統(tǒng)工作是否良好無法進行判斷。因此，在電力系

23、統(tǒng)的接地電阻日常測試中，迫切需要一種不必斷開接地線就能夠方便地測量接地電阻的在線智能測量系統(tǒng)，本課題就是應此需求而產生的。研究的是一種新型的接地電阻測量系統(tǒng)，它改變了測試接地電阻傳統(tǒng)的測量原理和手段。無需打輔助地樁，無需斷開設備電源，無需將接地體與設備隔離，可在不斷開接地系統(tǒng)的條件下進行接地電阻的在線智能測量。</p><p>　　1.2 接地電阻測試方法的發(fā)展現(xiàn)狀</p><p>　　1

24、.2.1 接地電阻測量的基本原理</p><p>　　接地電阻測量的基本方法是設法在電流極和被測接地體之間注入交流電流I，此時在被測接地體和電壓極之間可獲得一電壓U，通過測量該電流和電壓值，根據(jù)歐姆定律，即可計算出被測接地體的接地電阻。可以說各種接地電阻測試儀都是根據(jù)歐姆定律來設計的，只是實現(xiàn)的具體方式不同而己。</p><p>　　1.2.2 伏安法(電壓—電流表法)</p>

25、<p>　　最初對接地電阻的測量采用的是伏安法，這種方法是非常原始的。使用安培計、伏特計測量由電源兩電極流入地下的電流值，以及測量之間的交流電位差，由安培計和伏特計所得的數(shù)值就可以根據(jù)歐姆定律計算出接地電阻值。在使用伏安法測定電阻時須先估計電流的大小，選出適當截面的絕緣導線，在預備試驗時可利用可變電阻R調整電流，當正式測定時，則將可變電阻短路，由安培計和伏特計所得的數(shù)值來計算出接地電阻。</p><p&

26、gt;　　伏安法測量地阻有明顯不足之處，首先是麻煩、煩瑣、工作量大，試驗時，接地棒距離地極為20～50米，而輔助接地距離接地至少40～100米。另外測試受外界干擾影響極大，在強電壓區(qū)域內有時無法測量。</p><p>　　1.2.3 E型搖表法</p><p>　　五六十年代，蘇聯(lián)的E型搖表取而代之了伏安法，它的基本測試原理是采用三點式電壓落差法，是在電流輔助極和被測接地體之間注入低頻交流

27、電流I，此時在被測接地體和電壓極之間可獲得一電壓U,通過測量該電流和電壓值，根據(jù)歐姆定律,即可計算出被測接地體的接地電阻。其測量手段是在被測地線接地樁(暫稱為X)一側地上打入兩根輔助測試樁，要求這兩根測試樁位于被測地樁的同一側，三者基本在一條直線上，距被測地樁較近的一根輔助測試樁(稱為Y)距離被測地樁20米左右，距被測地樁較遠的一根輔助測試樁(稱為Z)距離被測地樁40米左右。測試時，按要求的轉速轉動搖把，測試儀通過內部磁電機產生電能，在

28、被測地樁X和較遠的輔助測試樁(稱為Z)之間“灌入”電流，此時在被測地樁X和輔助地樁Y之間可獲得一電壓，儀表通過測量該電流和電壓值，即可計算出被測接地樁的地阻。</p><p>　　上述儀器由于手搖發(fā)電機的關系，測量精度也不是很高。這種測量方法還有其它缺點：</p><p>　?、艤y量都要打輔助地極，需要在現(xiàn)場布置幾十米以上的電極引線，增加了作業(yè)的勞動強度。</p><p

29、>　?、朴捎谡麄€測量過程從打輔助地極到測量都是人工操作，因此測量結果受人為因素影響很大，如測量時手柄搖動速度過慢、頻率不均勻等都會對測量結果產生很大影響。</p><p>　?、菧y量時需將接地體與設備斷開，以避免設備自身接地體影響測量的準確性，從而不能實現(xiàn)在線測量。</p><p>　　1.2.4 數(shù)字式接地電阻測試儀</p><p>　　近年來由于計算機技術

30、的飛速發(fā)展，因此接地電阻測試儀也滲透了大量的單片機處理技術，其測量功能、內容與精度是傳統(tǒng)儀器所不能相比，例如仿“搖表”式數(shù)字地阻儀，它與傳統(tǒng)接地搖表的主要區(qū)別是將電流電壓與接地電阻的采集處理數(shù)字化，其電源由電池提供，無需手搖。仿“搖表”式數(shù)字地阻儀投入使用給接地電阻測試帶來了生機，雖然測試時的接線方式同E型搖表沒什么兩樣，但是其穩(wěn)定性和精度遠比搖表指針式高得多。</p><p>　　而真正接地電阻測試儀的一個突破

31、性創(chuàng)舉是在九十年代鉗口式地阻儀的誕生，他打破了傳統(tǒng)式接地電阻測試方法。如法國CA公司生產的6411單鉗式接地電阻測試儀稱得上接地電阻測試的一大革命，CA6411鉗式接地電阻測試儀外形酷似鉗形電流表，其最大特點測量時不需輔助地極，無須切斷設備電源或斷開地線就可以對使用中的設備的地阻進行在線測量，只需往被測地線上一夾，幾秒后即可獲得測量結果，極大地方便了接地電阻測量工作。但是，這種測量方法具有如下缺點: </p><p&

32、gt;　　⑴由于儀器向接地回路注入的低頻交流電壓只有單一的測試頻率，當其頻率與電氣設備地網(wǎng)泄漏電流頻率接近時，測量精度很低，嚴重時甚至無法進行測量；</p><p>　?、朴捎陔妷鹤⑷刖€圈與電流測量線圈組合在同一鉗口內，故線圈與線圈之間的互感效應對測量精度有較大影響；</p><p>　　⑶不能滿足以下地阻的測量要求；</p><p>　　⑷鉗口內徑小(一般為25m

33、m的圓口)，對引線寬度大于25mm的地網(wǎng)無法測量。</p><p>　　1.2.5 主要研究內容和關鍵技術</p><p>　　為此，我們設計了一種接地電阻在線測量儀，通過運用單片機控制技術和變頻測量技術，設計新的傳感器探頭，可以克服上述缺點，實現(xiàn)接地電阻的準確在線測量。為了提高測量儀的抗干擾能力，電壓線圈產生的低頻交流電壓的頻率是可變的頻率可以在94Hz，105Hz，111Hz，128H

34、z等4種頻率中自動選擇。測量前，儀器先對接地網(wǎng)中干擾電流頻率進行測量，根據(jù)干擾電流的頻率啟動選擇低頻交流電壓的頻率，從而避開了干擾電流的頻率，大大增強了該儀器的抗干擾能力。運用雙鉗口法，無需打樁放線即可進行在線直接測量?？勺詣訖z測整個接地回路接口連接狀況及地網(wǎng)的干擾電壓、干擾頻率。</p><p>　　本課題的目的是實現(xiàn)接地系統(tǒng)接地電阻的智能在線測量，為此需要有非接觸的電壓和電流傳感器來傳輸和感應電信號，還需要有

35、一個激勵信號源；此外，由于電流傳感器感應到的電流信號十分微弱，在微安級，因此初級的微電流放大對后續(xù)的信號處理十分重要；而如何去除來自系統(tǒng)外部及本身的各種干擾，特別是近頻干擾和同頻干擾，從強干擾背景中提取出有用信號，是系統(tǒng)測試精度高低的關鍵。</p><p>　　本儀器的關鍵技術和主要創(chuàng)新點是將傳統(tǒng)的模擬電子技術，傳感器技術與數(shù)字信號濾波處理技術有機的結合在一起來實現(xiàn)接地電阻的測量。</p><

36、p>　　本儀器主要設計內容包括：</p><p>　　⑴高精度，能抗強干擾的傳感器的設計；</p><p>　?、茖ξ⑷蹼娏餍盘柕那爸梅糯箅娐吩O計；</p><p>　?、强勺冾l的正弦信號激勵源的設計；</p><p>　?、扔布V波及數(shù)字濾波處理，近頻及同頻干擾下有效信號的提取。</p><p>　　1.3 應

37、用前景分析</p><p>　　智能接地電阻測試儀具有測試精度高，操作簡便的特點，能夠在不停電的情況下檢測接地回路的電阻，具有較大的實用價值。除了應用于電力系統(tǒng)接地電阻的測試外，隨著移動通信和建筑業(yè)等行業(yè)的快速發(fā)展，也可廣泛應用于電信系統(tǒng)、建筑大樓、機場、鐵路、油槽、避雷裝置、高壓鐵塔等接地系統(tǒng)接地電阻的日常檢測中。</p><p>　　第2章 設計總體構思及干擾分析</p>

38、<p>　　2.1 設計總體構思</p><p><b>　　2.1.1測試原理</b></p><p>　　接地電阻的測量原理圖如圖2-1所示</p><p>　　圖2-1 接地電阻的測量原理</p><p>　　圖2-1中，Nv為繞在儀器電壓傳感器內的電壓發(fā)生器線圈的圈數(shù)，Ni為繞在儀器電流傳感器內的電

39、流接收線圈的圈數(shù)。測量時，電壓線圈產生一個已知的恒定低頻交流電壓U，在被測接地引線回路中通過電磁感應產生電壓u:,該電壓u在地線回路中會產生電流i：，該電流i被電流接收線圈轉換為電流I，，根據(jù)下式即可計算出接地電阻 Rx ：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　式中：通常Nv，Ni取值為1。</p><p>　　

40、為提高測量儀的抗干擾能力，電壓線圈產生的低頻交流電壓的頻率是可變的，頻率可以在94Hz，105Hz，111Hz，128Hz等4種頻率中自動選擇。測量前，儀器先對接地網(wǎng)中干擾電流的幅值和頻率進行測量，根據(jù)干擾電流的頻率，自動選擇低頻交流電壓的頻率，從而避開了干擾電流的頻率，大大增強了該儀器的抗干擾能力。</p><p>　　2.1.2 硬件原理框圖</p><p>　　為了實現(xiàn)上述的接地電阻

41、測量方法，系統(tǒng)硬件的原理框圖如2-2所示：</p><p>　　圖2-2 系統(tǒng)硬件原理框圖</p><p>　　測量系統(tǒng)主要由單片機構成的信號發(fā)生器和數(shù)據(jù)采集處理系統(tǒng)，程控有源濾波器，前置放大電路等組成，具有按鍵控制，液晶顯示及JTAG通信接口。</p><p>　　2.1.2 軟件程序框圖</p><p>　　根據(jù)接地電阻的測量原理和硬件框

42、圖，作為測試核心的單片機主要完成以下軟件功能：</p><p>　　⑴系統(tǒng)開機后的端口初始化設置，系統(tǒng)時鐘設置；</p><p><b>　?、埔壕э@示程序；</b></p><p><b>　?、歉蓴_頻率測量；</b></p><p>　?、日也铍妷盒盘柕暮铣杉癉AC輸出；</p>

43、;<p>　?、呻妷弘娏餍盘柕牟蓸?；</p><p>　　⑹電壓電流采樣信號的離散傅立葉檢波和同頻干擾的去除；</p><p><b>　　⑺接地電阻的計算。</b></p><p>　　根據(jù)上述軟件功能整個系統(tǒng)軟件總流程框圖如圖2-3所示：</p><p>　　圖2-3 系統(tǒng)軟件總體流程框圖</p&

44、gt;<p>　　2.2系統(tǒng)干擾信號分析</p><p>　　接地電阻測量一般在發(fā)電站和變電站中使用，在現(xiàn)場實際測量中會遇到各種各樣的干擾，電流傳感器采樣到的信號除了有用的電流信號之外，也含有其它一些干擾成分。主要包括外部環(huán)境中的電場和磁場干擾及接地回路中的干擾，按照干擾的傳播途徑可分為傳導干擾和輻射干擾。</p><p>　　根據(jù)分析，各種干擾成分對于系統(tǒng)的測量精度會產生較

45、大的影響，當接地電阻值較大時，干擾信號強度甚至會遠大于有用信號，因此有必要采取相對應的措施減小或去除不需要的干擾信號，從采集到的混合信號中提取出有用的信號供后續(xù)信號處理，提高系統(tǒng)的測量精度。</p><p>　　由于采用變頻測量方法，使系統(tǒng)的工作信號頻率避開了干擾信號頻率，所以主要是針對與信號頻率相接近的近頻干擾及從電壓傳感器發(fā)射的同頻干擾進行濾波處理。可以通過采用三重屏蔽、帶通濾波、離散傅立葉變換(DFT)選頻

46、檢波、檢相方法去除干擾。其去干擾的流程示意如圖2-4：</p><p>　　圖2-4 系統(tǒng)干擾信號處理過程示意圖</p><p>　　2.2.1 使用三重屏蔽，減少電磁干擾</p><p>　　由于接地電阻測試儀一般在發(fā)電站和變電站中使用，外部空間環(huán)境中存在較強的電場以及磁場干擾，通過空間傳輸?shù)絺鞲衅鞯木€圈當中，引起波形失真，更重要的是電壓傳感器的線圈同電流傳感器的

47、線圈之間的電磁耦合作用，使得電流傳感器中接收到一個與有用信號相同頻率的干擾信號，在接地電阻較大時，干擾信號甚至大于有用信號，嚴重影響系統(tǒng)的測量精度。由于采樣信號是從電流傳感器感應進來，而系統(tǒng)希望采樣到的只是接地回路中的信號，所以要采取措施從源頭上減少或完全去除從外部環(huán)境空間和電壓傳感器耦合到電流傳感器的干擾信號，而在傳感器鐵心外側加入屏蔽層，可以去除大部分外部空間的電磁干擾及同頻信號的干擾。</p><p>　　

48、為此采用特有的三重屏蔽方法，通過三重屏蔽層，能有效隔離或減弱外部環(huán)境中的電磁干擾及電壓傳感器中的同頻干擾。三重屏蔽的主要原理如下：</p><p>　　屏蔽技術是利用金屬材料對電磁波具有良好的吸收和反射能力進行抗干擾的，根據(jù)電磁干擾的特點選擇良好的低電阻導電材料或導磁材料，構成合適的屏蔽體就可以減小電磁千擾。屏蔽體所起的作用好比是在一個等效電阻(儀表)兩端并聯(lián)上一根短路線，當干擾信號竄入時直接通過短路線，對等效電

49、阻(儀表)幾乎無影響。</p><p><b>　　⑴電場屏蔽</b></p><p>　　對電場的屏蔽采用導電率高的材料，其原理是使用接地的金屬體包裹或隔離信號傳輸線，在屏蔽體接地后，干擾電流經屏蔽罩外層短路入地，為了達到較好的電場屏蔽效果，需要選用低電阻的金屬材料(導電性好)，并且金屬體必須要有良好的接地。</p><p><b>

50、;　?、拼艌銎帘?lt;/b></p><p>　　對磁場的屏蔽采用高導磁率的材料做成磁屏蔽罩，在磁場頻率比較低時(100kHz以下)，通常采用鐵磁性材料如鐵、硅鋼片、坡莫合金等進行磁場屏蔽。由于鐵磁性物質的磁導率很大，其磁阻遠小于被干擾電路與屏蔽罩之間的空氣隙之間的磁阻，所以干擾磁場的磁力線大部分通過屏蔽罩而不通過空氣隙進入被干擾電路，從而減小了外部雜散磁場的影響。屏蔽體殼壁的相對磁導率越大或殼壁越厚，進

51、入到屏蔽體內的磁場越弱。</p><p><b>　　⑶電磁屏蔽</b></p><p>　　電磁屏蔽主要是抑制高頻電磁場的干擾，高頻磁場屏蔽材料采用導電性良好的低電阻金屬材料。當高頻磁場穿過金屬板時在金屬板上產生感應電動勢，由于金屬板的電導率很高，所以產生很大的渦流，渦流又產生反磁場，與穿過金屬板的原磁場相互抵消，同時又增加了金屬板周圍的原磁場。其總的效果是也是是使

52、干擾磁場的磁力線在金屬板四周繞行而過。根據(jù)電磁屏蔽的原理，其屏蔽罩不一定要接地，但是為了使其兼顧有電屏蔽的作用，一般將電磁屏蔽層接地。</p><p>　　2.2.2 使用帶通濾波器，限制采樣信號帶寬</p><p>　　通過電流傳感器從接地回路中感應到的信號，包含有各種頻率的干擾成分，從上MHz的高頻干擾到只有幾Hz的低頻干擾或直流干擾成分。這樣整個采樣信號頻率帶寬較寬，根據(jù)奈奎斯特采樣

53、定律，為了避免時間信號在頻域上的混疊，系統(tǒng)的采樣頻率必須大于或等于信號最高頻率的2倍，此外如果信號中含有高頻分量，則系統(tǒng)的采樣頻率必然需要提高，對單片機的工作速度要求也相應提高。如果要降低系統(tǒng)采樣頻率，應該去除信號中的高頻分量。在單片機對連續(xù)時間信號進行數(shù)字采樣之前，需要使用帶通濾波器，通用的帶通濾波電路原理圖如圖2-5，感應信號經過帶通濾波處理后，可以濾除信號中的高頻及較低頻干擾，得到一個較窄的在信號頻帶范圍內的信號，便于后續(xù)的信號采

54、樣及數(shù)字濾波處理。</p><p>　　圖2-5 帶通濾波電路原理圖</p><p>　　2.2.3 特定頻率信號的DFT檢波</p><p>　　帶通濾波器是一個窄帶濾波，帶通濾波后的信號仍然有一定的帶寬，一般可以達到3db，但是如果接地回路中含有與信號頻率比較接近的周期干擾信號，正好處于窄帶濾波的信號頻帶內，這一近頻干擾用一般的方法是很難濾掉的。原始的信號為時域

55、信號，反映的是以時間為自變量的幅度的關系，從中無法看出信號的具體成分，可以設法把信號轉換到頻域進行處理。由傅立葉級數(shù)的基本概念可知，任意一個函數(shù)都可以分解為無窮多個不同頻率正弦函數(shù)之和。正弦信號是最規(guī)則的信號，由幅度、相位和頻率三個參數(shù)即可完全確定，因此，對一個任意信號，都可以用多個不同頻率、幅值、相位各異的正弦信號疊加來表示。此時，對于任一個信號又可以用其不同的頻率、幅值組成來確定，這樣，對信號的認識就由時域轉變到了頻域。當有用信號的

56、頻域特征與干擾背景噪聲不同時，采用頻域處理方法可以有效地將特定頻率的有用信號分離出來。利用離傅立葉變換(DFT)對波形的采樣值進行頻譜分析，可以得到一系列譜線，每一條譜線對應一定頻率的幅值或相位值，得到了幅度、相位和頻率就可以確定一個正弦信號成分。</p><p>　　1. 離散傅立葉變換(DFT)的定義</p><p>　　時域上的連續(xù)時間信號x(t)經等時間間隔采樣N點后，得到一個列長

57、為N的離散數(shù)字序列x(n)，他的離散傅立葉變換定義為:</p><p><b>　?。?，）（2-2）</b></p><p>　?。ǎ?（2-3）</p><p>　　假定x(n)與y(n)是兩個長度為N的有限長數(shù)字采樣序列，其各自的離散傅立葉變換分別為:</p><p><b>　　， </b

58、></p><p>　　根據(jù)離散傅立葉變換的定義，可以計算得出:</p><p>　　（a，b為任意數(shù)） （2-4）</p><p>　　可見離散傅立葉變換具有線性特性，多個正弦信號登加后的合成信號的離散傅立葉變換，與單個信號進行離散傅立葉變換后再進行相加后的結果是一致的。</p><p>　　2. 離散傅立葉變換的檢波濾波特性&l

59、t;/p><p>　　假設有M個不同頻率的正弦信號益加在一起合成一個信號x(t):</p><p><b>　　（2-5）</b></p><p>　　為第i個正弦波信號的幅值，頻率，相位</p><p>　　對疊加信號Y(t)的進行N點等間隔采樣，可得到一個離散數(shù)字序列Y(n)，根據(jù)離散傅立葉變換的線性特性有:</p

60、><p><b>　　（2-6）</b></p><p>　　所以可以先對單個正弦波的采樣序列進行離散傅立葉變換分析，假設有一正弦波信號：</p><p><b>　　（2-7）</b></p><p>　　分別為此正弦波信號的幅值、頻率、相位設定系統(tǒng)信號采樣頻率為，則采樣時間；采樣點數(shù)設為N，即采樣序

61、列長度為N，得到正弦波的N點離散采樣數(shù)字序列x(n):</p><p><b>　?。?-8）</b></p><p>　　此N點采樣序列的離散傅立葉變換:</p><p>　　（） </p><p><b>　?。?-9）</b></p><p><

62、;b>　?。W拉公式）</b></p><p><b>　　令 則有：</b></p><p><b>　　（2-10）</b></p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　由式(2-7)只有可知當即只有當信號頻率時，第k點的離散

63、傅立葉變換才有一個值，而其它不同頻率的正弦波信號在第k點的值為0，通過計算X(k)，可以得到頻率時的正弦波信號的幅值和相位。可見，當輸入信號的頻率為時，X(k)的N個值中只有，其余皆為零。因此如果輸入信號為若干個不同頻率的信號的組合信號，經離散傅立葉變換后，在不同的k值上，X(k)將有一一對應的輸出，所以，離散傅立葉變換實質上對特定頻率額信號具有選擇性，具有檢波濾波的作用。為離散付里葉變換的頻率分辨率，采樣的點數(shù)N越多，頻率分辨率越高。

64、如圖2-6所示為離散傅立葉檢波濾波示意圖，相當于一個梳狀濾波器，只有處的頻率信號才能通過濾波器。</p><p>　　圖2-6 離散傅立葉檢波濾波示意圖</p><p>　　對信號進行離散傅立葉變換時，系統(tǒng)的采樣頻率，采樣點數(shù)等參數(shù)選擇應符合以下原則：</p><p>　?、女斝盘栔凶罡哳l率為時，采樣頻率應滿足奈奎斯特采樣定律，即：</p><p

65、>　　也就是說采樣時間間隔T需要滿足: </p><p>　?、菩盘柌杉某掷m(xù)時間為， </p><p>　　式中N為信號采樣點數(shù)，為譜分析的頻率分辨率</p><p>　　⑶離散傅立葉變換的采樣點數(shù)N需滿足:</p><p>　　上式是滿足給定標準的最少采樣點數(shù)。</p><p>　　3. 采樣信號幅頻特性，相

66、頻特性</p><p><b>　　（2-12）</b></p><p>　　其中:為信號的實部， </p><p><b>　　為信號的虛部</b></p><p>　　信號的頻率: （2-13）</p><p>　

67、　信號的幅值: （2-14）</p><p>　　信號的相位: （2-15）</p><p>　　根據(jù)以上分析，通過離散傅立葉變換對采樣數(shù)字序列進行變換后，可以對信號成分進行頻譜分析，得到特定頻率正弦波分量的幅頻特性及相頻特性。</p><p>　　4. 檢波中的實際問題及解決方

68、法</p><p><b>　　⑴柵欄現(xiàn)象</b></p><p>　　對離散采樣信號進行離散傅立葉檢波時，頻譜上第k點所對應的頻率，這樣頻譜只給出了信號在一系列離散點處的幅值。而對于相鄰兩點之間頻率的信號，離散傅立葉頻譜是無法顯示出來的。這就好像是在百葉窗內觀察窗外的景色，看到的是百葉窗窗縫內的部分景色，而無法看到被百葉窗擋住的部分。這就是柵欄現(xiàn)象。</p&g

69、t;<p>　　在理想狀態(tài)下，激勵信號的頻率f同單片機程序設定的頻率是一致的，ADC采樣頻率也是根據(jù)這個頻率設置，一個周期信號中的采樣點數(shù)是固定不變的。采樣序列經過離散傅立葉變換后可以認為：有用信號正好處于頻譜圖上的第k點上：。第k點處的幅值即為所需頻率信號的值。實際中，激勵電壓信號是由單片機內部產生的，本身就會有一定的偏差，單片機發(fā)出的信號經過濾波放大等硬件電路處理后，其實際信號頻率會產生一定的偏移，與單片機系統(tǒng)設定的頻

70、率實際上并不相符合；如果還是根據(jù)事先設定的激勵信號頻率f來設置采樣頻率，則計算出的處的值并不能真實的反映原始激勵信號，被測信號與設定頻率稍有偏離，就會出現(xiàn)較大誤差。所以，如何根據(jù)實際的激勵信號頻率來設定ADC采樣頻率，是DFT檢波能準確提取出特定頻率信號的關鍵所在。</p><p>　　⑵信號的頻率跟蹤采樣及其實現(xiàn)</p><p>　　根據(jù)公式可知，在采樣點數(shù)N固定N的情況下，要使與信號頻

71、率相等，只用根據(jù)實際的f值來調整系統(tǒng)采樣頻率，使系統(tǒng)采樣頻率實時跟蹤激勵信號頻率變化。</p><p>　　為此采用變化采樣間隔和固定的采樣點數(shù)對激勵信號(頻率為0采樣，現(xiàn)設定系統(tǒng)在一個信號周期內固定采樣128點，則系統(tǒng)采樣頻率，采樣時間間隔。采樣時間間隔由鎖相環(huán)倍頻電路來控制，再造一個與信號嚴格同步的信號來直接控制信號的采樣和轉換，這樣可以實時跟蹤信號頻率，保證采樣頻率和信號頻率的比值為固定的128，也就是每一

72、個信號周期都能夠采樣128點，實現(xiàn)了對信號的實時頻率跟蹤采樣。</p><p>　　①鎖相環(huán)倍頻的頻率跟蹤原理</p><p>　　由鎖相環(huán)和計數(shù)器組成的鎖相環(huán)倍頻器可以實現(xiàn)相位鎖定和頻率倍增的功能，其結構框圖如圖2-7所示:</p><p>　　圖2-7 鎖相環(huán)倍頻結構原理框圖</p><p>　　由上圖，鎖相環(huán)由三部分組成：即相位比較器(

73、鑒相器PD)，低通濾波器(LPF)和壓控振蕩器(VCO)。這是一個相位自動跟蹤的負反饋系統(tǒng)。相位比較器將和兩信號之間的相位差轉換成脈沖寬度信號，經低通濾波器平滑后，輸出一個直流電壓信號，正比于兩信號之間的相位差。壓控振蕩器是一種輸出振蕩頻率受輸入直流電壓控制的振蕩器，直流電壓信號控制壓控振蕩器的頻率變化，使輸入和輸出信號頻率之差不斷減小，直到兩者之間的差值為零。如果和有相位差變化時，就可導致振蕩頻率的變化。經計數(shù)器N(N為正整數(shù))分頻后

74、，作為負反饋信號，環(huán)路設計時保證了此負反饋回路是穩(wěn)定的。和只要有絲毫差別，其相位差就會不斷地增加或減少，負反饋環(huán)路設計保證了相位差為零的趨勢。因此，只要電路增益足夠大，系統(tǒng)又穩(wěn)定工作（鎖定狀態(tài))，準確無誤，即，實現(xiàn)了嚴格的倍頻要求，而且相位上也是鎖定的。</p><p>　　如果周期信號在鎖相環(huán)的輸入端每周期產生一個脈沖信號，輸出端就會有N個脈沖信號輸出，用輸出脈沖去觸發(fā)A/D轉換進行采樣，就實現(xiàn)了N倍頻的整周期

75、采樣。這種采樣方式與時間無關，稱為空間采樣。</p><p>　　②頻率跟蹤的硬件電路實現(xiàn)</p><p>　　系統(tǒng)頻率跟蹤電路的核心部件是鎖相環(huán)，鎖相環(huán)選用集成數(shù)字鎖相環(huán)芯片CD4046，CD4046的內部結構見圖2-8：</p><p>　　圖2-8 CD4046的內部結構圖</p><p>　　CD4046內部集成有2個不同類型的相位比

76、較器、1個壓控振蕩器、輸入信號源極跟隨器和穩(wěn)壓管。相位比較器有2個共同輸入信號端(3腳和14腳)，一般14腳為外部信號輸入端，3腳為PD反饋信號輸入端。相位比較器I是異或門，它有較好的噪聲抑制性能，但捕獲頻率范圍較窄，使用時要求輸入信號的占空比為50%的產生1個數(shù)字信號(2腳)，并在外部輸入信號與PD反饋輸入信號之間的中心頻率處維持相移；相位比較器n由邏輯門控制的4個邊沿觸發(fā)器和3態(tài)輸出電路組成的邊緣觸發(fā)雙穩(wěn)電路，不要求輸入信號的占空比

77、為50%,產生數(shù)字誤差信號(13腳)和相位脈沖輸出(1腳)，并在外部輸入信號與PD反饋輸入信號之間保持嚴格同步，產生相移。線性壓控振蕩器VCO產生1個方波輸出信號，最高頻率可達1.5MHz，其實際輸出頻率與VCO輸入的電壓以及連接到引出端的電容值及的阻值有關，并且輸出范圍為～其中：</p><p><b>　　(2-16)</b></p><p><b>　

78、　(2-17)</b></p><p><b>　　其中:；</b></p><p><b>　?。?lt;/b></p><p><b>　　。</b></p><p>　　相位脈沖輸出端(1腳)，用于表示鎖定或2個信號之間的相位差。如果相位脈沖端輸出高電平，表示處于鎖

79、定狀態(tài)。在信號輸入端無信號輸入時，壓控振蕩器被調整到最低頻率上。</p><p>　　以CD4046為核心設計的鎖相環(huán)倍頻電路如圖2-9所示，可以選擇實現(xiàn)2，4，8，16，32，64，128，256多種倍頻的電路。</p><p>　　圖2-9 鎖相環(huán)倍頻硬件電路</p><p>　　R3，R2和C2組成低通濾波器，第12管腳開路以實現(xiàn)最低輸入頻率接近于零，C1的大

80、小控制倍頻的中心頻率；通過雙四位二進制計數(shù)74LS393實現(xiàn)2的整數(shù)次冪倍頻，從VCO的4端輸出的信號，輸入到計數(shù)器74LS393的1端，計數(shù)器74LS393對輸入信號可進行2，4，8，16，32，64，128，256分頻，分頻后的輸出信號接到相位比較器的輸入端3，與輸入的原始信號進行相位比較，直至3端和4端的輸入信號的相位差不再隨時間變化而變化，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，此時VCO的4端輸出的信號即為對實現(xiàn)了N倍頻的信號。</p>

81、<p>　　2.2.4 同頻干擾信號分離</p><p>　　經過DFT選頻后可以提取出一個與系統(tǒng)信號頻率相同的信號，此信號是兩個同頻信號的疊加值：一個為同頻干擾信號,與激勵電壓信號的相位是相同的；另一個是經電而電壓轉換后的有用信號，相位滯后激勵電壓信號。</p><p>　　現(xiàn)需要將有用的電流、電壓轉換信號給提取出來，傳統(tǒng)的方法是采用互相關軟件鎖相方法來濾除同頻正交干擾。但

82、是無論是采用互相關正交檢測法還是采用正交矢量分解法，都必須保證激勵電壓信號采樣序列與電流信號的采樣序列是一一對應的，即兩采樣序列是要保持同步，表明電流信號是在激勵電壓信號作用下的結果，這樣計算出來的電阻值才是真實的值。如果兩個信號不是同時采樣，則各通道采集的信號并不是同一電角度下的數(shù)據(jù)，兩者之間的相位差是不真實的，若用這樣的數(shù)據(jù)作為原始數(shù)據(jù)使用，將帶來相應的系統(tǒng)誤差。現(xiàn)采用電壓電流輪流采樣的方法(如圖2-10)：即先采樣一個電壓點，完成

83、后馬上切換到電流采樣，采樣一個點，然后回到電壓采樣，如此循環(huán)直到完成系統(tǒng)所需的采樣點數(shù)為止。</p><p>　　圖2-10 電壓電流同步采樣示意圖</p><p>　　己知系統(tǒng)信號最高頻率為128Hz，最低為94Hz，現(xiàn)一個周期要等間隔采樣128個點，則每一個信號的最低時間采樣間隔，；儀器采用的高速單片機，內部集成有一個8通道的ADC，通過模擬選擇開關AMUX切換轉換電壓電流采樣通道，其

84、采樣/保持的建立時間為, ADC轉換采樣時間最大為，可見完成兩個信號的切換采樣時間最多為，在系統(tǒng)采樣時間間隔規(guī)定的范圍內，從而可以保證對電壓電流信號的同步采樣。從而可以得到準確的電壓電流信號相位差。</p><p>　　通過使用三重屏蔽設計、帶通濾波器、特定信號的DFT檢波及同頻干擾信號的分離后，可以基本上能去除測量過程中存在的干擾，從而得到準確的有用信號值，為后續(xù)的處理提供了很大的方便，確保了測量的接地電阻阻值

85、的準確性。</p><p>　　第3章 測量系統(tǒng)的硬件設計</p><p>　　3.1單片機硬件系統(tǒng)的配置</p><p>　　3.1.1 單片機選型</p><p>　　根據(jù)前面介紹的測試原理，單片機系統(tǒng)是接地電阻測量系統(tǒng)的核心部分，單片機系統(tǒng)需要完成如下基本功能：</p><p>　?、臘AC器件作為數(shù)字正弦信號

86、發(fā)生器，產生正弦波信號</p><p>　?、艫DC器件完成數(shù)據(jù)采集，測量電壓電流信號</p><p>　?、菙?shù)據(jù)采集結果的檢波濾波及其運算</p><p>　　⑷測試結果的液晶顯示</p><p>　　傳統(tǒng)的80C51單片機通常內部資源少，需要外接專門的DAC和ADC器件，還要用數(shù)據(jù)鎖存器，存儲器等一些輔助器件，這樣不僅增加了儀表電路板的面

87、積及布線難度，而且控制起來也較麻煩，有時會出現(xiàn)時序紊亂，動作失控，數(shù)據(jù)錯亂的現(xiàn)象，而且其運算速度慢，影響到數(shù)據(jù)的實時處理。為此，我們選用了Cygnal公司C8051F系列單片機中的C8051F005作為檢測核心，只需要一片指甲大小的芯片就可以完成上述所有的系統(tǒng)功能，無需外圍器件，配置十分簡單，整機的穩(wěn)定性更好，數(shù)據(jù)精度更高?，F(xiàn)介紹C8051F系列單片機單片機的特點如下。</p><p>　　Cygnal公司推出的

88、C8051F系列單片機既彌補了80C51系列的不足，又與MCS-51指令集兼容。C8051F系列單片機是完全集成的混合信號系統(tǒng)級芯片，具有與8051指令集完全兼容的CIP-51內核。在單片內集成了構成一個單片機數(shù)據(jù)采集或控制系統(tǒng)所需要的幾乎所有模擬和數(shù)字外設及其它功能部件。這些外設或功能部件包括：ADC、可編程增益放大器、DAC、電壓比較器、電壓基準、溫度傳感器、SMBus/I2C、UART、SPI、定時器、可編程計數(shù)器/定時器陣列(P

89、CA可實現(xiàn)捕捉、軟件定時、高速輸出、PWM), Flash存儲器、非易失性存儲器、內部振蕩器、看門狗定時器及電源監(jiān)視器等。這些外設部件的高集成度為設計小體積、低功耗、高可靠性、高性能的單片機應用系統(tǒng)提供了很大的方便，同時也可以使整體系統(tǒng)的成本大大降低。CIP-51微控制器內核CIP-51與MSC-51指令完全兼容。CIP-51內核廢除了原51的機器周期概念，指令以時鐘為運行單位，創(chuàng)建了CIP-51的CPU模式，以流水線方式處理指令，標準

90、的8051一個機器周期要占用12個系統(tǒng)時鐘周期，執(zhí)行一個指令至少要一個機器周期，而CygnalC8</p><p>　　C8051F系列單片機的I/O口由固定方式改為交叉開關配置，可編程數(shù)字I/O和交叉開關是一個大的數(shù)字開關網(wǎng)絡，它允許將內部數(shù)字系統(tǒng)資源分配給端口I/O引腳?？赏ㄟ^設置交叉開關控制寄存器（XBR2、XBR1和XBR0）將片內的計數(shù)器/定時器、串行總線、硬件中斷、ADC轉換啟動輸入、比較器輸出以及微

91、控制器內部的其它數(shù)字信號配置為在端口I/O引腳出現(xiàn)，這就使用戶可以根據(jù)自己特定應用選擇通用端口I/O和需數(shù)字資源的組合。而不同于8051單片機的引腳基本是固定分配的。</p><p>　　交叉開關是一個多路選擇器，它用于為器件內部的硬件外設分配I/O端口，例如它可以決定UART的RXD和TXD連到哪一個端口引腳，交叉開關負責SMBusSPIUART，定時器捕捉模塊，外部PCA輸入，比較器輸出，定時器外部輸入SYS

92、CLK以及A/D轉換啟動輸入的引腳分配必須在訪問這些外設的I/O之前配置和允許交叉開關，未指定的端口引腳作為通用I/O。</p><p>　　C8051F系列單片機具有片內JTAG和調試電路，通過4腳JTAG接口，并使用安裝在最終應用系統(tǒng)中的產品器件就可以進行非侵入式全速的在系統(tǒng)調試。該JTAG接口完全符合IEEE1149.1標準，為生產和調試提供完全的邊界掃描功能。</p><p>　　

93、3.1.2 C8051F005單片機系統(tǒng)說明</p><p>　　根據(jù)系統(tǒng)的實際需求，我們在從C8051F系列中選用了C8051F005單片機作為檢測儀器的核心。在該接地電阻測量儀中：采用片內數(shù)模轉換器（DAC）子系統(tǒng)產生低頻可變頻率的正弦波信號；采用片內可編程增益放大器（PGA）實現(xiàn)量程轉換；采用片內模數(shù)轉換器（ADC）子系統(tǒng)測量電壓傳感器的耦合電壓和電流傳感器的感應電流以及地線回路中的干擾電流；采用片內可編程

94、定時器陣列（PCA）測量干擾電流的頻率；采用片內串行口將測量數(shù)據(jù)上傳到上位機。由此可見，只要采用C8051F005單片機單個芯片即可完成接地電阻測量儀的大多數(shù)功能，從而簡化了系統(tǒng)硬件設計，降低了系統(tǒng)成本和功耗?，F(xiàn)具體說明C8051F005單片機內部資源如下：</p><p><b>　　1. 模塊外設</b></p><p>　　⑴一個8通道12位逐次逼近型ADC，可

95、編程轉換速率最大100Ksps，帶可編程放大器（增益：16、8、4、2、1、0.5）；</p><p>　　⑵兩個12位DAC；</p><p>　　⑶兩個模擬比較器，16個可編程滯回電壓值，可用于產生中斷或復位。</p><p>　　2. 高速8051兼容的微控制器內核</p><p>　　流水線指令結構，70%的指令的執(zhí)行時間為一個或兩個

96、系統(tǒng)時鐘周期；速度可達25MIPS（時鐘頻率為25MHz時）。</p><p>　　3. 片內JTAG調試和邊界掃描</p><p>　　片內調試電路提供全速非侵入式的在系統(tǒng)調試不需仿真器，支持斷點單步觀察點堆棧監(jiān)視器。</p><p><b>　　4. 存儲器</b></p><p>　　2304字節(jié)數(shù)據(jù)存儲器（RAM

97、），32K字節(jié)閃速存儲器（FLASH）可以在系統(tǒng)編程。</p><p><b>　　5. 數(shù)字外設</b></p><p>　?、?個字節(jié)寬的端口I/O，32個I/O口，所有口線均耐5V電壓；</p><p>　?、瓶赏瑫r使用的硬件I2CTM/SMBusTMSPITM及UART串行通信；</p><p>　?、?6位可編

98、程的計數(shù)器/定時器陣列（PCA），帶5個捕獲/比較模塊，四種工作方式，每一個都配置為8位PWM；</p><p>　?、?個通用16位計數(shù)器/定時器；</p><p>　?、蓪Ｓ玫拈_門狗定時器；</p><p><b>　?、孰p向復位。</b></p><p><b>　　6. 時鐘源</b><

99、;/p><p>　　內部可編程振蕩器2～16MHz，外部振蕩器：晶體，RC，C或外部時鐘。C8051F005單片機采用64腳TQFP封裝，工作電壓為2.6V～3.6V。</p><p>　　3.2 單片機外圍電路模塊設計</p><p>　　3.2.1 電壓偏移電路</p><p>　　C8051F005單片機的ADC子系統(tǒng)輸入可設置為單端或差分

100、方式，范圍為0～Vref，Vref為單片機內電壓基準（2.4V），這里將ADC子系統(tǒng)的輸入設置為單端方式。由于被測模擬量均為雙向交流信號，因此必須在A/D轉換之前對該信號進行電壓偏移，將其變換為0V～2.4V的輸入范圍。ADC部分偏移電路原理如圖3-1所示。</p><p>　　圖3-1 ADC部分偏移電路原理圖</p><p><b>　　經計算可得：</b><

101、;/p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　從而得到0～+2.4V的符合ADC要求的輸入電壓。</p><p>　　C8051F005單片機的DAC系統(tǒng)輸出為單端輸出方式，輸出電壓Vo范圍為0～+2.4V，而我們需要的是一個雙向正弦信號，因此需要將產生的單端信號進行偏移，將其變?yōu)?2.4V～+2.4V的電壓，DAC電壓輸出電

102、壓偏移電路原理圖如圖4-2所示：</p><p>　　圖3-2 DAC輸出電壓偏移電路</p><p><b>　　經計算可得：</b></p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　其中為C8051F005內部電壓基準，范圍為0～+2.4V，這樣可以得到-2.4V～+2.4V

103、的雙極性正弦波輸出。</p><p>　　3.2.2 JTAG接口電路</p><p>　　JTAG接口使用MCU上的四個專用引腳，他們是TCK、TMS、TDI、TDO，這些引腳都耐5V電壓，通過這四個JTAG引腳可以方便實現(xiàn)單片機在系統(tǒng)調試，程序的下載以及日后的系統(tǒng)升級。相關JTAG引腳的定義為：TCK為測試時鐘輸入；TDI為測試數(shù)據(jù)輸入，數(shù)據(jù)通過TDI引腳輸入JTAG接口；TDO為測試

104、數(shù)據(jù)輸出，數(shù)據(jù)通過TDO引腳從JTAG接口輸出；TMS為測試模式選擇，TMS用來設置JTAG接口處于某種特定的測試模式；TRST為測試復位，輸入引腳，低電平有效。JTAG引腳定義見表3-1： </p><p>　　表3-1 JTAG引腳定義</p><p>　　與單片機的接口電路如圖3-3所示：</p><p>　　圖3-3 JTAG接口接線圖</p>

105、<p>　　3.3 微弱電流信號前置放大電路設計</p><p>　　由于地線回路中感應電流變化范圍較大，為幾十微安～幾十毫安，從電流傳感器內感應得到的微弱電流信號從～，電流十分微弱，并且最小值和最大值之間相差10000倍，其動態(tài)范圍較大，如果采用某用一固定增益對電流信號進行放大，顯然不能滿足A/D轉換器的輸入要求：當設定增益太大時，大信號有可能會超出A/D轉換的量程，非線性誤差增大；當設定增益太小時

106、，小信號有可能無法檢測到，且A/D轉換后將丟失較多的有效數(shù)據(jù)位，量化誤差較大，即使采用高位A/D轉換器也很難滿足測量精度要求。為了提高測量精度，采用兩步放大的方法：第一步進行I-V轉換，使用合適的精密運算放大器將電流傳感器感應到的微弱電流信號轉換為一個適當?shù)男‰妷盒盘枴５诙绞褂脝纹瑱C內置的可編程增益放大器，根據(jù)第一級輸出的電壓信號，通過寄存器設置即可自動進行增益調整，從而將不同幅度的微弱電流信號放大到某個特定范圍，輸出符合A/D轉換器

107、輸入范圍要求的電壓，從而提高了其轉換精度，便于后續(xù)的信號處理。</p><p>　　3.3.1 微電流測試基本原理</p><p>　　由于電流不能被直接測量，所以一般先要將電流轉換為電壓，目前微電流測量基本上是采用負反饋放大的運算放大電路，其本質就是一個電流/電壓轉換電路，一般要是用一個精密電阻接在被測電路中，再用電壓放大器對電阻上的電壓進行放大，其基本測量原理電路如圖3-4所示:<

108、;/p><p>　　圖3-4 微電流放大電路原理圖</p><p>　　理想狀態(tài)下，放大器輸入阻抗為無窮大，輸入偏置電流為0，此時輸入電流和輸出電壓的理想關系式為：</p><p>　　式中: 微輸入被測電流，為取樣反饋電阻</p><p>　　3.3.2 微電流放大電路元器件的選擇</p><p>　　由上可知，運算放大

109、器輸出電壓與輸入電流直接成比例關系，如果采用理想放大器和理想的安裝技術以及在理想環(huán)境中，此I/V變換器從理論上講，只要足夠大可以測量任何量級的微弱電流的。</p><p>　　但實際上，純理想的情況是不存在的，由于運放的非理想狀態(tài)和外圍電阻組件R的精度及安裝技術等方面的影響，在微弱電流的實際測量中會引入多種誤差。現(xiàn)對誤差進行分析：</p><p>　　根據(jù)節(jié)點電流方程式：</p>

110、;<p><b>　　（3-3）</b></p><p><b>　?。?-4） </b></p><p>　　式中：—運放失調電壓</p><p><b>　　—運放輸入偏置電流</b></p><p><b>　　—運放開環(huán)增益</b>&

111、lt;/p><p>　　比較兩式，實際運算放大器所引入的誤差</p><p><b>　　（3-5） </b></p><p>　　可見只有當，時，，(3-5)式才能滿足理想結果。實際上運放的輸入阻抗并不是無窮大，偏置電流有分流作用，由于被測對象是微弱電流信號，放大容易引起電壓和電流的失調，以及零點漂移、自激干擾，上述因素對微電流的測試精度都會產

112、生影響，所以此時普通的運算放大器已無法滿足精度要求，因為它們的輸入失調電壓一般在數(shù)百微伏以上，失調電流也較大，要實現(xiàn)微電流的放大，運放的選擇是關鍵，一般根據(jù)以下幾點來選擇：</p><p>　?、诺瓦\放輸入偏置電流，運放的輸入阻抗要大；</p><p>　　⑵被測電流所轉換成的電壓遠大于運放的失調電壓，低失調漂移；</p><p>　?、撬x用的運放要有足夠大的開環(huán)