led燈帶驅(qū)動電源的設計【畢業(yè)論文】

1、<p><b>　　本科畢業(yè)論文</b></p><p><b>　?。?0 屆）</b></p><p>　　LED燈帶驅(qū)動電源的設計</p><p>　　所在學院 </p><p>　　專業(yè)班級 電子信息工程

2、 </p><p>　　學生姓名 學號 </p><p>　　指導教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年 月 </p><p><b>　　目 錄</b><

3、/p><p><b>　　引言1</b></p><p>　　1 本文研究的主要內(nèi)容1</p><p><b>　　2電路設計2</b></p><p>　　2.1設計的技術(shù)指標2</p><p>　　2.2 開關(guān)電源電磁干擾（EMI）濾波器設計4</p>

4、;<p>　　2.2.1 電磁干擾濾波器的電路結(jié)構(gòu)4</p><p>　　2.3 輸入整流橋的選擇5</p><p>　　2.4 有源功率因數(shù)校正電路（APFC）6</p><p>　　2.4.1 輸入電容計算7</p><p>　　2.4.2 Boost電感計算7</p><p>　　

5、2.4.3 輸出電容計算8</p><p>　　2.5 變壓器的設計8</p><p>　　2.5.1 反激電路8</p><p>　　2.5.2 正激電路9</p><p>　　2.5.3 變壓器的分布參數(shù)10</p><p>　　2.6 反饋電路13</p><p>　　

6、3 PCB制作14</p><p>　　3.1 布局的設計14</p><p>　　3.2 布線的設計14</p><p><b>　　結(jié)論15</b></p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　LED因其高效、節(jié)能、環(huán)保、壽命長、色

7、彩豐富、體積小、耐閃爍、可靠性高、調(diào)控方便等諸多優(yōu)點等特點受到人們的廣泛關(guān)注，被認為是21世紀最有前途的照明光源。目前市電供電的LED驅(qū)動電源質(zhì)量參差不齊、效率和可靠性較低、EMC不達標等，因此研究適合市電照明的具有很強的理論意義與現(xiàn)實意義。</p><p>　　本文首先闡述了LED技術(shù)及發(fā)展、開關(guān)電源技術(shù)、開關(guān)電源功率因數(shù)和PFC技術(shù)的發(fā)展及現(xiàn)狀，其次制定了整個系統(tǒng)的設計方案，包括各項技術(shù)指標以及保護功能。接

8、著對有源兩級PFC和有源單級PFC進行了分析和對比，還對正激拓撲和反激拓撲進行比較，EMI介紹。采用帶控制芯片TOPswitch-GX的反激式電路。最終實現(xiàn)高效率的24WLED驅(qū)動電源，輸出為12V/2A設計的24W電源效率達到85%以上，功率因數(shù)達到90%以上，高效率降低了電源的溫升，提高了電源的可靠性。</p><p><b>　　關(guān)鍵詞</b></p><p>

9、　　LED；開關(guān)電源；功率因數(shù)；EMI濾波器</p><p><b>　　引言</b></p><p>　　隨著社會的不斷發(fā)展，人類對能源的需求越來越大，當今能源危機加重，使得各行各業(yè)不得不考慮節(jié)能，低功耗、節(jié)能已經(jīng)成為衡量各項技術(shù)的關(guān)鍵指標。照明是人類能源消耗的重要方面，目前在電力的消耗中，歐美發(fā)達國家照明用電占發(fā)電總量的比例約是20%，我國也達到12%，這一比例每

10、年將會逐步提高。隨著LED（Light-Emitting Diode）技術(shù)的發(fā)展，LED照明在能源告急的今天得到世界各國的高度重視，LED具有高效節(jié)能、無汞毒害、長壽命等優(yōu)點。采用LED技術(shù)可以節(jié)電50%以上,LED燈驅(qū)動成為當前研究的熱點。本文根據(jù)LED特性對此架構(gòu)進行了描述，同時在對其原理進行描述的基礎上提出了一種適合LED燈照明的驅(qū)動電源。</p><p>　　標志開關(guān)電源特性的參數(shù)有功率、電壓、頻率、諧波

11、及帶負載時參數(shù)的變化等，在同一參數(shù)要求下，又有體積、重量、形式、效率、可靠性等指標。隨著人們對電源質(zhì)量的要求不斷提高，效率高、體積小和諧波污染低的開關(guān)電源已成為研發(fā)的主要方向。采用新型電路結(jié)構(gòu)，盡可能地提高AC/DC變換效率，并采用控制電路簡單的有源功率因數(shù)校正（Active Power Factor Corrector ，APFC）控制器是提高開關(guān)電源的效率一個有效的途徑。本課題將設計出一種功率因數(shù)高、諧波小的開關(guān)電源，而且整機效率高

12、，控制簡單，結(jié)構(gòu)緊湊，可靠性較強，因而具有一定的實用價值。</p><p>　　1 本文研究的主要內(nèi)容</p><p>　　本課題從LED的電、光、熱特性出發(fā)，對當前LED的驅(qū)動電路進行分析和總結(jié)。針對要求安全隔離、高PF、高效率的場合，選擇適合LED驅(qū)動的低成本方案，對選定的電路進行優(yōu)化，設計采用單級APFC反激式電源并聯(lián)驅(qū)動串并混連的LED燈帶，較好的實現(xiàn)LED燈的驅(qū)動。在單級電路中

13、實現(xiàn)了高PF，通過優(yōu)化變壓器的設計、采用高集成度開關(guān)電源控制芯片提高了LED驅(qū)動電源的效率，降低了LED驅(qū)動電源的體積，降低了溫升，提高了可靠性。本文的主要研究內(nèi)容如下：</p><p>　?。?）LED燈驅(qū)動電源設計方案的確定</p><p>　　LED燈用的驅(qū)動電源方案較多，本文選用了單級APFC反激式開關(guān)電源作為LED燈的驅(qū)動方案。</p><p>　?。?）

14、單級APFC LED驅(qū)動電源的研究</p><p>　　確定LED燈驅(qū)動方案后，對電源系統(tǒng)優(yōu)化設計[1]。硬件電路設計包括EMI濾波電路設計、功率因數(shù)校正電路設計、變壓器的優(yōu)化設計、提高效率設計、恒流限壓驅(qū)動電路設計等。其中，對電路器件參數(shù)優(yōu)化設計確保有較高的功率因數(shù)；分析變壓器的工作原理，優(yōu)化變壓器的設計使其具有高的傳輸效率和較低EMI；功率因數(shù)校正電路采用基于Boost電路的PFC變換器，實現(xiàn)功率因數(shù)校正的同

15、時也實現(xiàn)了降壓和高低壓的電氣隔離，設計出專用EMI濾波器降低電源對電網(wǎng)的干擾，優(yōu)化了電源PCB的熱設計。</p><p>　?。?）系統(tǒng)測試與結(jié)果分析</p><p>　　設計制作了一塊輸出24W，輸出電壓為12V，輸出電流為2A的電源[2]。對設計的驅(qū)動電源的功率因數(shù)，恒流限壓、高效率及穩(wěn)定性進行驗證與分析；箝位電路與效率進行了測試分析；對變壓器的效率和電源電磁兼容傳干擾等進行測試分析及

16、優(yōu)化，并對結(jié)果分析。</p><p><b>　　2電路設計</b></p><p>　　2.1設計的技術(shù)指標</p><p>　　本次設計中的開關(guān)電源的整體方案。開關(guān)穩(wěn)壓電源指標要求為：</p><p>　　①輸入電壓：單相AC220(14-15％)V,50Hz</p><p>　?、谳敵鲭妷海?/p>

17、DC12+1.5V</p><p><b>　?、圯敵鲭娏鳎?A</b></p><p>　?、芊€(wěn)定度：大于或等于90％</p><p>　?、莨β室驍?shù)：大于0．9</p><p>　?、扌剩捍笥诘扔?5％</p><p>　　⑦具有輸入過壓、欠壓、過流保護，輸出過流、過載保護等功能</p

18、><p>　　LED燈帶驅(qū)動電源是220V市電輸入，經(jīng)過整流濾波，變壓器變換，再整流濾波，輸出平穩(wěn)的直流電，用來驅(qū)動LED[3]。</p><p>　　LED驅(qū)動電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的組成框圖如圖2-1所示。該系統(tǒng)包括EMI電路、整流橋、變換器、PFC功能、PWM控制、反饋電路等六部分組成。</p><p>　　圖2-1 電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖</p><p>

19、;　　最終的設計結(jié)果如下圖所示</p><p>　　圖2-2 最終設計電路圖</p><p>　　2.2 開關(guān)電源電磁干擾（EMI）濾波器設計</p><p>　　開關(guān)電源電磁干擾濾波器是無源網(wǎng)絡，它具有雙向抑制性能[4]。將它插入在交流電網(wǎng)中與電源之間，相當于這二者的EMI噪聲之間加上一個阻斷屏障，這樣一個簡單的無源濾波器起到了雙向抑制噪聲的作用，從而在各種電子

20、設備中獲得廣泛的應用。</p><p>　　開關(guān)電源由于功耗小效率高，體積小，重量輕，穩(wěn)壓范圍廣，電路形式靈活等特點，廣泛地應用于計算機、通信等各類電子設備。但是隨著開關(guān)電源的小型化，開關(guān)就要高頻化，這種高頻化，其基波本身也就構(gòu)成了一個干擾源，發(fā)出一種更強的傳導干擾波，此外通過改進元器件達到高頻化的同時，也會因輻射干擾波而導致一種超標準值的雜散的信號。這些信號構(gòu)成了電磁干擾(EMI)，被干擾對象是無線電通信。為使

21、無線電波不受電磁干擾的影響，就要采取措施限定這種電磁干擾，使之符合有關(guān)電磁兼容(EMC)標準或規(guī)范，這已經(jīng)成為電子產(chǎn)品設計者越來越關(guān)注的問題。</p><p>　　2.2.1 電磁干擾濾波器的電路結(jié)構(gòu)</p><p>　　開關(guān)電源EMI濾波器的電路如圖2-3所示。</p><p>　　圖2-3電磁干擾濾波器基本電路</p><p>　　該五

22、端器件有兩個輸入端，兩個輸出端和一個接地端，使用時外殼應接通大地[5]。電路中包括共模扼流圈(亦稱共模電感)L、濾波電容C1~C4。L對串模干擾不起作用，但當出現(xiàn)共模干擾時，由于兩個線圈的磁通方向相同，經(jīng)過精合后總電感量迅速增大，因此對共模信號呈現(xiàn)很大的感抗，使之不易通過，故稱作共模扼流圈。它的兩個線圈分別繞在低損耗、高導磁率的鐵氧體磁環(huán)上。當有共模電流通過時，兩個線圈上產(chǎn)生的磁場就會互相加強。L的電感量與EMI濾波器的額定電流I有關(guān)，

23、見表2-1。當額定電流較大時，共模扼流圈的線徑也要相應增大，以便能承受較大的電流[6]。此外，適當增加電感量，可改善低頻衰減特性。C1和C2采用薄膜電容器，容量范圍大致是0．0lμF~0．47μF，主要用來濾除串模干擾。C3和C4跨接在輸出端，并將電容器的重點接通大地，能有效地抑制共模干擾。C3和C4的容量范圍是2200pF~0.1μF。為減少漏電流，電容器量不宜超過0.1μF。C1~C4的耐壓值均為630VDC或250VAC。<

24、/p><p>　　表2-1 電感量范圍與額定電流的關(guān)系</p><p>　　2.3 輸入整流橋的選擇</p><p>　　整流橋的反向擊穿電壓UBR應滿足：</p><p>　　交流輸入電壓范圍是180~250V，，，計算出UBR=442V。</p><p><b>　　輸入有效電流：</b><

25、/p><p>　　其中，PO=24W，，設電源效率，取開關(guān)的功率因數(shù)，則。整流橋額定的有效值電流為IBR,應使,取IBR=0.4。</p><p>　　由上，可選用1N4005(1A/600V)整流橋。</p><p>　　2.4 有源功率因數(shù)校正電路（APFC）</p><p>　　APFC包括外接有源濾波器、AC／DC變換型電流補償、DC／

26、DC變換型電流補償3種方法[7]。其中DC／DC變換型電流補償法因所需器件較少而更適合于中小功率的應用，它可以采用多種拓撲結(jié)構(gòu)，其中，升壓型(Boost)功率因數(shù)校正電路因功率因數(shù)高，總諧波失真(THD)小，效率高而在中小功率變換器中得到了廣泛的應用。其簡化電路拓撲如圖2-4所示。</p><p>　　圖2-4 Boost變換器拓撲結(jié)構(gòu)</p><p>　　由于所采用的開關(guān)器件其開關(guān)頻率很

27、高，遠大于工頻電壓的頻率，所以—個開關(guān)周期內(nèi)輸入的工頻交流電壓可視為常數(shù)，而電感電流的瞬時值，可視為—個開關(guān)周期內(nèi)電流的平均值[8]。從圖2-4可見，峰值開關(guān)電流為</p><p>　　式中：—輸入交流電壓瞬時值</p><p><b>　　—開關(guān)頻率</b></p><p><b>　　—Boost電感量</b><

28、/p><p><b>　　—占空比</b></p><p>　　在一個開關(guān)周期內(nèi)，平均開關(guān)電流由下式?jīng)Q定：</p><p>　　而流過Boost二極管上的平均電流由下式?jīng)Q定：</p><p>　　流過電感的平均電流應是二極管平均電流與開關(guān)管平均電流之和：</p><p><b>　　5<

29、;/b></p><p>　　分析上式可見：由式5可推得占空比D與的函數(shù)關(guān)系為：</p><p>　　2.4.1 輸入電容計算</p><p>　　輸入電容用于抑制電感上高頻紋波電流所引起的高頻開關(guān)噪聲，可由下式確定：</p><p>　　假定由高頻紋波電流產(chǎn)生的紋波電壓為=500mv．由上式可求得=2.19uF，實際取4.7uF/4

30、00V電解電容。</p><p>　　2.4.2 Boost電感計算</p><p>　　最佳電感值應使變換器在最大輸入電壓和最重負載時工作在連續(xù)和不連續(xù)的邊界。此時峰值電流最小，效率最高，EMI最小。正弦輸入電流峰值：</p><p>　　代入數(shù)據(jù)得到電流峰值為3.154A。電壓峰值為算得373V。參考相似算例先假設—個初始電感值計算相應的導通比：</p&

31、gt;<p>　　求出通過TOPSwitch-GX的峰值電流：</p><p>　　檢驗電感電流是否連續(xù)，合適的電感值應使下式左側(cè)小于且接近于1。否則應重新選擇電感值進行迭代。</p><p>　　2.4.3 輸出電容計算</p><p>　　輸出電容的容量取決于對輸出電流紋波的要求，一般可采用下式計算：</p><p>　　

32、代入數(shù)據(jù)計算得=38uF，本設計采用48uF/450V。Boost二極管必須選用快恢復二極管，主要取決于以下兩個方面：反向擊穿電壓取輸出電壓的1.2~1.5倍，工作電流取輸出平均電流的3倍，本例選擇FR307(3A/800V)。</p><p>　　2.5 變壓器的設計</p><p>　　變壓器的設計是一個復雜的過程，如果設計合理，傳輸效率比較高，電源的控制環(huán)路容易穩(wěn)定[9]。其設計包括

33、許多步：選擇磁芯的材料、幾何形狀；確定最大的磁通密度；確定磁芯的型號；骨架的選擇；確定初級和和次級線圈的匝數(shù)比和銅線的規(guī)格。要得到理想的電感，還需要計算氣隙，很多的時候需要反復設計以求取得最佳的設計效果；最大限度的磁耦合和最小的高頻寄生效應。另外，還需要考慮變壓器的裝配和安全要求。</p><p>　　2.5.1 反激電路</p><p>　　圖2-5 反激式變換器原理圖</p&g

34、t;<p>　　反激電路原理如圖2-5所示，圖中為電網(wǎng)交流電壓，經(jīng)“交流一直流轉(zhuǎn)換電路”中整流濾波而得到的直流電壓[10]?？刂齐娐钒ㄩ_關(guān)頻率振蕩器、脈寬調(diào)制器、驅(qū)動器、比較放大器、保護器等。當開關(guān)晶體管BG被驅(qū)動脈沖激勵而導通時，Ui加在開關(guān)變壓器T的初級繞組N，上，此時次級繞組N1的極性使D處于反偏而截止，因此N1上沒有電流流過，此時電感能量儲存在N1中，當BG截止時，N2上電壓極性顛倒使D處于正偏，N1上有電流流過

35、，在BG導通期間儲存在N2中的能量此時通過D向負載釋放。</p><p>　　反激式變換器電源的穩(wěn)壓原理是：當輸出電壓U。降低時，其差值經(jīng)過比較放大器放大，使脈寬調(diào)制器輸出脈沖的寬度變寬，因而BG導通時間加長，N1中儲能增大，于是輸出電壓升高，以補償其下降部分。反之，當輸出電壓升高時，脈寬調(diào)制器輸出脈沖的寬度變窄，因而導通時間縮短，N1中儲能減小，于是輸出電壓降低，以補償其上升部分。</p><

36、;p>　　2.5.2 正激電路</p><p>　　正激電路原理圖如圖2-6所示，正激電路和反激電路相比，變壓器T的次級繞組IV，的極性連接正好相反，它是在BG導通時通過Dl向負載傳遞能量并在電感L中儲能。在BG截止時q截止，N2相當于開路，此時L中儲能通過續(xù)流二極管D：向負載釋放。 </p><p>　　圖2-6正激電路原理</p><p>　　正激電路的

37、穩(wěn)壓原理是：當輸出電壓U。降低時，控制電路的輸出脈沖變寬,BG導通時間加長，輸出電壓升高，以補償其下降部分，當輸出電壓U。上升時,控制電路的輸出脈沖變窄，BG導通時間縮短，輸出電壓降低，以補償其上升部分。</p><p>　　表2-2 兩種電路的比較</p><p>　　因為本設計輸出功率為24W，所以采用反激式拓撲。</p><p>　　2.5.3 變壓器的分布

38、參數(shù)</p><p>　　開關(guān)變壓器傳遞的是高頻方波電壓，在瞬變過程中，漏感和分布電容會引起浪涌電流和尖峰電壓及脈沖頂部震蕩，造成損耗增加，嚴重會造成開關(guān)管損壞因此應加以控制。在輸出為高壓，輸出繞組匝數(shù)多，層數(shù)多時應考慮電容帶來的危害，一般的設計主要考慮漏感的影響。同時，降低分布電容有利于抑制高頻信號對負載的干擾。</p><p>　　一般根據(jù)開關(guān)電源電路的要求提出漏感和分布電容限定值，在

39、變壓器的線圈結(jié)構(gòu)中實現(xiàn)，而趨膚效應影響則作為選擇導線規(guī)格的條件之一。</p><p>　　變壓器的漏感主要為勵磁電感,原邊漏感、副邊漏感,如圖2-7所示。其中勵磁電感很大，并且與原邊繞阻并聯(lián)，因此可以忽略。副邊的漏感折合到原邊，和原邊的漏感和為變壓器的等效漏感。</p><p>　　圖2-7 變壓器的漏感</p><p>　　圖2-8 變壓器電容分布</p&g

40、t;<p>　　圖2-9 簡化后的變壓器的等效電路圖</p><p>　　任何金屬件之間都有電容存在，如果這兩金屬件之間電位處處相等，這樣形成的電容成為靜電容。</p><p>　　在變壓器中，繞組線匝之間，同一繞組上下層之間，不同繞組之間，繞組對屏蔽層之間沿著某一線長度方向的電位是變化的，這樣形成的電容就不同于靜電容，成為分布電容。變壓器分布電容由以下部分組成：原副邊繞阻之

41、間電容；原副邊繞阻各層之間電容；原、副邊各匝間及對鐵芯或屏蔽層的電容。</p><p>　　減小漏感可采用一下措施：</p><p>　　a．減小繞組匝數(shù)，應采用高飽和磁感應強度，低損耗的磁性材料；</p><p>　　b．減少繞組厚度，增加繞組高度；</p><p>　　c．盡可能減少繞組間絕緣厚度；</p><p>

42、;　　d．初、次級繞組采用分層交叉繞制；</p><p>　　e．對于環(huán)形磁性變壓器，不管初次級匝數(shù)多少均應沿環(huán)形圓周均勻分布。當次級繞組匝數(shù)很少時，宜采用多個繞組并聯(lián)的方法；</p><p>　　f．初、次級繞組雙線并繞。</p><p>　　通常采用的繞制方式是取漏磁勢組數(shù)M不超過4。M=1時，繞組排列順序可以是N1→N2或N2→N1； M=2時， 繞組排列順序

43、可以是</p><p>　　N1/2→N2→N1/2或N2/2→N1→N2/2；</p><p>　　M=4時，繞組排列序可以是</p><p>　　N1/4→N2/2→N1/2→N2/1→N1/4或</p><p>　　N2/4→N1/2→N2/2→N1/2→N2/4</p><p><b>　　減小分布電

44、容的措施</b></p><p>　　a．降低靜態(tài)電容，采用介電常數(shù)小的絕緣材料，適當增加絕緣材料的厚度，減小相對面積，尤其注意減小高壓繞組的靜態(tài)電容；</p><p><b>　　b．繞組分段繞制；</b></p><p>　　c．正確安排繞組極性，減小它們之間的電位差；</p><p><b>

45、　　d．采用靜電屏蔽。</b></p><p><b>　　2.6 反饋電路</b></p><p>　　反饋電路采用精密穩(wěn)壓源TL431,和線性光耦LTV817[11]。利用TL43l可調(diào)式精密穩(wěn)壓器調(diào)整輸出電壓的大小，再通過線性光耦對輸出進行精確的調(diào)整。，R11、R12是精密穩(wěn)壓源的外接控制電阻，它們決定輸出電壓的高低，和TL431一并組成外部誤差放大

46、器。當輸出電壓升高時，取樣電壓VR7也隨之升高，設定電壓大于基準電壓(TL431的基準電壓為2.5V)，使TL431內(nèi)的誤差放大器的輸出電壓升高，致使片內(nèi)驅(qū)動三極管的輸出電壓降低，也使輸出電壓Vo下降，最后Vo趨于穩(wěn)定；反之，輸出電壓下降引起設置電壓下降，當輸出電壓低于設置電壓時，誤差放大器的輸出電壓下降，片內(nèi)的驅(qū)動三極管的輸出電壓升高，最終使得TOP的腳C的補償輸入電流隨之變化，促使片內(nèi)對PWM比較器進行調(diào)節(jié)，改變占空比，達到穩(wěn)壓的目

47、的，如圖3-10所示。</p><p>　　圖2-10 反饋電路</p><p><b>　　3 PCB制作</b></p><p>　　3.1 布局的設計</p><p>　　布局首先要考慮PCB尺寸大小。PCB尺寸過大時，印制線條長，阻抗增加，抗噪聲能力下降，成本也增加；過小，則散熱不好，且鄰近線條易受干擾。在確

48、定PCB尺寸后，再確定特殊元件的位置，根據(jù)電路的功能單元，對電路的全部元器件進行布局。</p><p>　　在確定特殊元件的位置時盡可能縮短高頻元器件之間的連線，設法減少它們的分布參數(shù)和相互間的電磁干擾。易受干擾的元器件不能相互挨得太近，輸入和輸出元件應盡量遠離。某些元器件或?qū)Ь€之間可能有較高的電位差，應加大它們之間的距離，以免放電引出意外短路。帶高電壓的元器件應盡量布置在調(diào)試時手不易觸及的地方。</p&g

49、t;<p>　　對于電位器等可調(diào)元件的布局應考慮整機的結(jié)構(gòu)要求。若是機內(nèi)調(diào)節(jié)，應放在Ep锘,J板上方便于調(diào)節(jié)的地方；若是機外調(diào)節(jié)，其位置要與調(diào)節(jié)旋鈕在機箱面板上的位置相適應。應留出印制扳定位孔及固定支架所占用的位置。</p><p>　　3.2 布線的設計</p><p>　　輸入輸出端用的導線應盡量避免相鄰平行。最好加線間地線，以免發(fā)生反饋藕合。盡可能用寬線。尤其是電源線

50、和地線。導線的最小間距主要由最壞情況下的線間絕緣電阻和擊穿電壓決定。</p><p>　　印制導線拐彎處一般取圓弧形，而直角或夾角在高頻電路中會影響電氣性能。此外，盡量避免使用大面積銅箔，否則，長時間受熱時，易發(fā)生銅箔膨脹和脫落現(xiàn)象。必須用大面積銅箔時，最好用柵格狀。這樣有利于排除銅箔與基板間粘合劑受熱產(chǎn)生的揮發(fā)性氣體。</p><p>　　焊盤焊盤中,DTL要比器件引線直徑稍大一些。焊盤

51、太大易形成虛焊。PCB及電路抗干擾措施印制電路板的抗干擾設計與具體電路有著密切的關(guān)系，電源線設計根據(jù)印制線路板電流的大小，盡量加租電源線寬度，減少環(huán)路電阻。同時、使電源線、地線的走向和數(shù)據(jù)傳遞的方向一致，這樣有助于增強抗噪聲能力。PCB效果圖如圖3-1所示。</p><p>　　圖3-1 PCB布局圖</p><p><b>　　結(jié)論</b></p>&

52、lt;p>　　本設計方案達到了任務書的要求，實現(xiàn)了LED燈帶的驅(qū)動，并帶有有源功率因數(shù)校正。具有高功率因數(shù)，高效率。采用了反激式隔離，有過電壓保護等功能，確保電源的穩(wěn)定安全。</p><p>　　由于時間、水平和經(jīng)驗有限，在元器件參數(shù)設計、一些電源中的細節(jié)等方面仍有不足之處，有改進的余地，比如電路規(guī)模的精簡。另外在系統(tǒng)的調(diào)試方面，由于時間和設備的原因，沒法進行電腦仿真模擬，只能實物做出來之后調(diào)試，測量，由于

53、是初次嘗試設計，經(jīng)驗不足，肯定有許多紕漏，有待改進。</p><p>　　這次畢業(yè)設計對于我來說，既是一次機遇，又是一次挑戰(zhàn)。通過這次的畢業(yè)設計，我學到了很多東西，通過自己的實踐，增強了動手能力。通過實際工程的設計也使我了解到書本知識和實際應用的差別。在實際應用中遇到很多的問題，這都需要我對問題進行具體的分析，并一步一步地去解決它。</p><p><b>　　致謝</b&

54、gt;</p><p>　　在這幾個月的時間里，從對課題的理解，方案的設計，到電路的制作，再到論文的寫作，中間有著自己的努力，更有著老師和同學的關(guān)心和巨大的幫助。</p><p>　　感謝樓平老師在很忙的情況下，無私的幫助我們，引導我的設計思路，幫助我完善設計的方案。他對我所遇到的難題的解答更是讓我受益匪淺。感謝老師對我們的關(guān)心照顧。</p><p>　　感謝母校和

55、老師們在大學三年中對我的培養(yǎng)。感謝宿舍同學在學習生活中的熱心幫助，以及其他所有兄弟姐妹，是他們令我置身于一個互相友愛、互相幫助的集體中。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1] 劉虹.綠色照明概論[M]. 北京：中國電力出版社，2009：278-303</p><p>　　[2] 廖志凌,阮新波. 半導

56、體照明工程的現(xiàn)狀與發(fā)展趨勢[J]. 電工技術(shù)學報，2006:106-110</p><p>　　[3] 毛興武,張艷雯等.新一代綠色光源LED及其應用技術(shù)[M] 北京：人民郵電出版社，2008：3-58</p><p>　　[4] 朱紹龍.從CIE-26和SL-11看近代照明科技的發(fā)展[J].照明工程學報，2008，19(1)：1-5</p><p>　　[

57、5] Sanjaya Maniktala著，王志強等譯.開關(guān)電源設計與優(yōu)化[M].北京：電子業(yè)出版社，2006：121-147，187-195，176-194 </p><p>　　[6] Ron Lenk著，王正仕等譯.實用開關(guān)電源設計[M].北京：人民郵電出版社， 2006： 75-81</p><p>　　[7] 周志敏,周紀海,紀愛華.LED驅(qū)動電路設計實例[M]. 北京：電子工

58、業(yè)出版社，2008：10-35 </p><p>　　[8] 毛興武,祝大衛(wèi).功率因數(shù)校正原理與控制IC及其應用設計[M].北京：中國電力出版社，2007：15-67</p><p>　　[9] 唐潞.隔離型有源功率因數(shù)校正電路的設計[D] 青島：中國海洋大學碩士學位論文，2008：8-45</p><p>　　[10] 劉彬.LED恒流驅(qū)動電源的研究與設計[D]