active clamp and reset technique 有源鉗位電路 …

1、Active Clamp and Reset Technique 有源鉗位電路 完整開關(guān)周期工作過程分析 摘自TI資料 莊主 2006.02.18—2.20,傳統(tǒng)的復(fù)位電路及RCD復(fù)位電路,有源鉗位電路及include the MOSFET parasitic output capacitance (Coss) and the internal body diode的電路,三種復(fù)

2、位方式的性能比較,有源鉗位的優(yōu)點及與其它電路的相比較的不同點:,SIGNIFICANT BENEFITS:&& "recycles" transformer magnetizing energy instead of dissipating it in a resistor&& facilitates Zero Voltage Transition of the main swit

3、ch for higher efficiency&& uses lower voltage MOSFET and diodescompared to the RCD && reduced EMI/RFI via soft switching && eliminates lossy snubber network on primary&& operates at f

4、ixed frequency&& allows much higher frequency operation && similar power transfer to conventional square wave switching&& duty cycles beyond 50% max are obtainable && actively resets ma

5、in transformer to third quadrant of BH curve,DIFFERENCES AND SIMILARITIES:This new approach requires a few more parts than the other forward choices to achieve the benefits listed previously. Differences include:&&

6、amp; an additional high voltage MOSFETclamp/reset switch && an isolated, variable duty cycle gate drive for the clamp/reset switch&& a modified PWM control technique to properly program the associated

7、delays between gate drives to achieve the zero voltage transitions&& a new gate drive technique to extract theproper clamp/reset drive pulse,INITIAL CONDITIONS: time t<t0:工作的初始狀態(tài):正常的Vout和靜態(tài)負(fù)載條件．主管關(guān)斷，ＤＳ間為０電

8、壓；輔管 關(guān)斷，ＤＳ間電壓為Ｖcr＋Ｖin．此前，能量被貯存在勵磁電感和漏感中，此時被作為反向原邊電流釋放，流動路徑為通過變壓器由下到上，進(jìn)入輸入電容的正極(Ｃin)，被充電到Ｖin．這條路徑持續(xù)流出通過Ｃreset電容的low side，通過其體二極管（ＤＡ）到主管．有足夠的被貯存的能量持續(xù)這種情形甚至超過Ｔ０，當(dāng)主管打開時．在變壓器的付邊情形并不是很清楚，因為不清楚變壓器漏感及Ｗinding的耦合情況．為簡化起見，假定幾乎所有的副

9、邊（輸出）電流通過Ｄ２流動，僅僅少量通過Ｄ１流動．另外一個假設(shè)是原邊有足夠的能量來克服原副邊耦合的影響，實現(xiàn)主管的零電壓ＺＶＳ，可參考t7-t8分析．總之，兩個開關(guān)均處于關(guān)斷狀態(tài)，輸入到輸出沒有能量傳遞．主管處于ＺＶＳ狀態(tài)，由于貯存在電感中的能量正鉗位開關(guān)，在原邊一個反向電流流過，通過輔管的體二極管．,,POWER TRANSFER: tO<t<tl ： 這一部分與傳統(tǒng)的方波功率變換基本一樣．從Ｔ0開始，主管開通，開始

10、功率傳遞從原邊到副邊通過變壓器．主管處于ＺＶＳ狀態(tài)，反向的原邊電流開始ＤＡ（體二極管）流過，鉗位主管漏極電位．當(dāng)主管開通，電流從體二極管向MOS的Channel轉(zhuǎn)移,主管可雙向流通.主管電流在副邊映射電流(Iout/N)的基礎(chǔ)上以Vin/L的斜率上升.變壓器的漏感(Llkg)在此分析中被考慮. 于此同時,變壓器副邊電流也會上升,沿D1流動.此前流過D2的電流下降,與D1電流上升相對應(yīng),兩者之和為整個的負(fù)載電流.此階段短暫的暫態(tài)過程也可以

11、被詳細(xì)的描述.原邊電流是三個分解電流(映射的輸出電流;映射回來的電感充電電流;原邊的磁化電流).能量流動很快建立在此階段.主管保持一定時間的開通以調(diào)整輸出電壓.通過PWM信號來控制.當(dāng)時間到達(dá)t1時,主管關(guān)斷.一般來說,這一階段和傳統(tǒng)的開關(guān)拓?fù)溥^程是一樣的.,,Linear Transition: t1<t<t2在t1時刻,主管關(guān)斷.主管上電流立即從QA轉(zhuǎn)移其輸出寄生電容(CA)上,體二極管DA反偏.由于映射過來的整個輸

12、出電流(由于較大的Lo在增加)在原邊流動,CA充電非常迅速.MOS上電壓呈線性上升,QC上電壓于此同時線性下降.此過程一直持續(xù)到t2當(dāng)CA被完全充電到Vin.同樣,CC上電壓同時從初值Vcr下降到(Vcr-Vin).此階段在變壓器初級電壓降到0時在t2結(jié)束.這一階段可被看作兩個并聯(lián)的電容(CA & CC)被一個恒定的電流源(=Iout/N)激勵,直到V(CA)到達(dá)Vin結(jié)束.從細(xì)節(jié)來說,這樣的線性近似是不確切的.但是,此階段非

13、常短暫,這樣簡化是可以接受的.Here is why.首先,原邊電流不是一個常數(shù),它是呈上升趨勢的.盡管變壓器原邊電壓是快速從Vin下降到0,其start s out positive并貯存能量在漏感和勵磁電感在此過程中.累加這部分在恒定的映射輸出電流(由于大的輸出電感),其總和使原邊電流一直增加.注意兩個MOS輸出電容(CA & CC)的充放電是由于電流從輸入端和鉗位電容流動.它不是被變壓器以前所貯存的電感能量導(dǎo)致.象此后另一

14、個階段發(fā)生的開關(guān)回到零電壓.其次,假定負(fù)載電流僅僅通過D1持續(xù)流動在這個階段.因為變壓器電壓在t2已突降到0,這個情況可以通過設(shè)計,磁的耦合,變壓器上漏感的放置來改變.設(shè)計方程推導(dǎo): 見下頁,,Linear Transition: t1<t<t2,設(shè)計方程推導(dǎo): 在dt(2-1), I=C*△V/ △t; △V=Vin 此等式中有效的電容是兩個開關(guān)輸出電容的并聯(lián)組合.CA和CC;為補(bǔ)償高壓MOS的有效電容,IR建議對

15、Coss乘一個4/3的系數(shù),也就是變壓器原邊電容必須考慮成一個并聯(lián)的電容,整個網(wǎng)絡(luò)電容應(yīng)為C=(CA+CC)*4/3+Cpri(T1).T1時刻的原邊電流可以近似為輸出負(fù)載電流(或電感電流)除以變比N. 考慮到輸出Ripple電流和變壓器磁化電流較小,簡化為:Ipri(t1)=Iout/N.此過程時間近似等式為:注意當(dāng)原邊電流幅值沒有很大改變時,其流過路線正發(fā)生變化.整個原邊電流現(xiàn)在被分成主管輸出電容的充電和輔管(QC,

16、鉗位開關(guān))輸出電容的放電.為簡化起見,分析中認(rèn)為電流近似平均分配.盡管確切的比例是每個MOS輸出電容值的函數(shù).因此,在t1時刻,QA上電流從滿載電流下降到一半值,于此同時QC上電流從0上升到滿載(full load)的一半值.這個近似假設(shè)MOS的輸出電容值是相等的.實際中,它們是不一樣的,因為鉗位開關(guān)MOS一般比較小封裝. 因此,可能會略微超過一半流進(jìn)主管,略微小于一半流進(jìn)ZVT開關(guān).,,Passive Reset & Reso

17、nant Transition: t2<t<t3在t2時刻,變壓器原邊電壓已經(jīng)降到0,這也反映到其副邊.導(dǎo)致整個負(fù)載電流從D1向D2轉(zhuǎn)移按照基本上由次級漏感決定的斜率,但是在時間t2所有電流流動在D2.變壓器電壓持續(xù)其翻轉(zhuǎn)從0到鉗位電壓 Vcr.這個變換是一個諧振過程,因為先前映射的負(fù)載電流現(xiàn)在沿D2流動.D1的反偏也允許T1電壓從t2到t3持續(xù)反向,直到復(fù)位電壓出現(xiàn).在這一個階段QC上的電流是負(fù)的因為其輸出電容在放電.注

18、意在t3時刻QC上的電流為0,但是一般來說會略微為負(fù)以確保有足夠的能量貯存在系統(tǒng)中to reach the clamp voltage.類似的情形在主管出現(xiàn).其輸出電容被充電到鉗位電壓Vcr.在鉗位開關(guān)(at t3)打開之前一些在原邊流動的電流使得鉗位電容電壓增加.,,Passive Reset / Imag>0: t3<t<t4在t3時刻,原邊電壓上有鉗位電壓出現(xiàn)以利于磁化電感復(fù)位.同時在t3,QC開通,使得復(fù)位

19、電流從其體二級管轉(zhuǎn)移到channel,提供一個低阻抗路徑.然而,復(fù)位開關(guān)開通的主要目的是提供一個路徑,使稍后的電流從鉗位電容反向流到變壓器原邊,以實現(xiàn)ZVS.但是從t3到t4,貯存在變壓器磁化電感上的能量導(dǎo)致電流正從變壓器流回到鉗位電容.在這整個階段來看,原邊電流下降直到0.也許更詳細(xì)的描述t4時刻的波形不是必析.這個階段來說明這是整個轉(zhuǎn)換周期的一個轉(zhuǎn)折點,這時變壓器已經(jīng)復(fù)位,下一個開關(guān)循環(huán)將在t4開始.,,Active Reset

20、/ Imag<0: t4<t<t5從t4時刻開始,變壓器被QC復(fù)位到鉗位/復(fù)位(clamp/reset)電壓,Vcr.磁化電流在這個階段從0開始,被鉗位電路驅(qū)動到負(fù)值,貯存能量在勵磁電感中.這將被用來在以后的階段實現(xiàn)ZVS.原邊電流開始上升,按照Vcr/Lm的斜率.然而,注意這個線性近似在大多數(shù)瞬間是不合理的(is not valid for more that the first instant of time)

21、.這個斜率決不是線性的,除非有一個大的勵磁電感和一個大的鉗位電容被使用.當(dāng)能量從鉗位電容向勵磁電感傳遞時,電容電壓將下降.注意這兩個器件已形成一個L/C諧振.進(jìn)一步分析之.以下是特征阻抗Zr及頻率wr計算方程:Zr=(Lmag/Creset)1/2; wr=1/(Lmag*Creset)1/2 (wr in radians),轉(zhuǎn)換成頻率:fres=wr/(2*3.14159), or wr/6.28整個的諧振周期為:Tres(pe

22、riod)=1/fres;有源復(fù)位持續(xù)時間是特定的占空比和頻率的作用結(jié)果.它不被PWM控制,而是輸出電壓調(diào)整的結(jié)果.關(guān)于這個問題本文另有提及. 真正令人感興趣的是鉗位電壓隨著工作條件及其變化而變化.例如,任意地讓主管開通更時間將導(dǎo)致更高的磁化電流(或能量).在主管關(guān)斷和復(fù)位管開通時間內(nèi),勵磁電感放電到鉗位電容,導(dǎo)致它的電壓上升.現(xiàn)在,當(dāng)復(fù)位開關(guān)開通后,它處在一個更高的電壓比起以前而導(dǎo)致更高的復(fù)位電流.這種自適應(yīng)調(diào)整在每一個周期發(fā)生而不

23、需要其它復(fù)雜的控制電路.,,Resoant transition / t5<t<t6復(fù)位開關(guān)在t5關(guān)斷導(dǎo)致原邊電流從QC的導(dǎo)電溝道向CC轉(zhuǎn)移.QC之Vds開始上升,迫使the “source” node流向更低的電位方向.(the lower supply rail),從其初始的幅值Vcr.變壓器原邊電流同時開始下降,但是注意磁化電流依然在上升從其在t5時刻的值.盡管穿過勵磁電感的電壓在減少,但是仍有電壓加在上面直到t6,

24、從而導(dǎo)致電流增加,但斜率下降.同時注意主管的漏級電流發(fā)生變化.在以前的階段沒有電流流過QA,但是從t5開始出現(xiàn).QA的D極電位被鉗位電壓(Vcr)控制當(dāng)QC開通時(t5前).一旦QC關(guān)斷,原邊電流同時對CC充電,主管輸出電容CA放電.整個原邊電流在兩個電路中被分開,按照其輸出電容的大小比例.在副邊,自從上一階段就沒有什么變化.輸出電感放出其貯存的能量,作為一個恒定電流. 通過D2到負(fù)載.D2反偏關(guān)斷.這個階段到t6結(jié)束,當(dāng)穿過變壓

25、器的電壓為0.原邊電流到達(dá)其最低的負(fù)值(Ir).,,Resoant transition / t6<t<t7本階段的轉(zhuǎn)換與前面有所不同.首先,原邊電流斜率與前面相反,雖然仍是負(fù)值,但是方向朝著0值.變壓器電壓也開始反向,隨著轉(zhuǎn)變節(jié)點從VIN變到0在t7時刻.這將使整個輸入電壓穿過它.沒有電壓經(jīng)過主管直到整個CYCLE結(jié)束.這個從有源復(fù)位開始的諧振過程由貯存在磁化電感里的能量來驅(qū)動.需要貯存足夠的電感能量來保證兩個MOS,

26、QA和QC的對立的電容能量需要.為滿足所有的工作條件,在t7時刻原邊電流可能總是很小的,但不是0,以便實現(xiàn)ZVT.多余的電流將在時間t7通過QA的體二級管,在鉗位開關(guān)位置再對鉗位電容電壓(Vcr)充電. 其好處是磁化電流的P-P值保持恒定在整個LINE和LOAD條件下.不需要overdesign被需要.依靠次級電感和對原邊繞組的耦合,負(fù)載電流能夠從D2向D1轉(zhuǎn)移在這個階段.畢竟,變壓器原邊電壓已到達(dá)同樣的幅值.注意電流是反向的.很明顯

27、在原副邊沒有能量傳遞.然而副邊電位同QA開通時是一樣的.在負(fù)載邊兩種情況是占主要的.一是負(fù)載電流全部由D2轉(zhuǎn)移到D1,并耦合回原邊與諧振電流相反,占主要地位.它的影響是re-position the main switch with the full input voltage across it.ZVT難以實現(xiàn).另外一種情況是D2傳輸全部負(fù)載電流,D1完全關(guān)斷.這種導(dǎo)致不好的耦合在原副邊繞組間,這是有可能的.還有另外一種不大發(fā)生的可能

28、,就是D1和D2各自流過一半的負(fù)載電流.在本階段或下一階段這種情況某點發(fā)生時,顯然這種情況不會象其它拓?fù)淠菢映掷m(xù)很長時間. 由于變壓器的耦合,寄生元件及外部串連電感的使用,出現(xiàn)了這么多種情況.當(dāng)t7時刻到達(dá)后,由于有源復(fù)位和諧振電路元件使得主管處于零電壓狀態(tài).有源鉗位/復(fù)位開關(guān)之Vds電壓到達(dá)其最大值,包括輸出電壓和鉗位電壓.電流很小以維持開關(guān)鉗位在這個位置.,,Circulation Interval: t7<t<t8

29、這個短暫的階段處在主管完全處于ZVS狀態(tài),直到t8時刻開通.一般來說,這個區(qū)間用來適應(yīng)所有的諧振電路的tolerance,輸出電壓以及磁化電流的變化.這一階段很少活動發(fā)生.此前描述的副邊電流的問題也存在于這個區(qū)間.大多數(shù)情況,電路simply coasts(滑行)直到主管重新開通.,,ClockVgs QAVin+VcrVds QAVinIprIm0-IrIprIchannel,Pracitcal Desi