外文翻譯---永磁同步電動機的矢量控制——綜述

1、<p><b>　　附錄3 中文譯文</b></p><p>　　永磁同步電動機的矢量控制——綜述</p><p>　　摘要——在高性能伺服應用中，最理想的方法莫過于不使用運動狀態(tài)傳感器的快速精確的轉矩控制。結合直接轉矩控制器的永磁同步電動機使用計劃為實現(xiàn)這一目標提供了許多機會。最近，已經(jīng)有一些作者提出了可能實現(xiàn)的永磁同步電動機的直接轉矩控制。本文給出了一些

2、概述，解釋了永磁同步電動機的基本原則。討論了內嵌式和面貼式的拓撲結構和算法描述。在這些控制計劃需要估計定子磁鏈和初始轉子位置。本文也討論了實現(xiàn)這些估計的技術。本文的主要目標是對已經(jīng)取得的成果給出一個大綱，同時為進一步研究確定興趣點。</p><p><b>　　1 緒論</b></p><p>　　在各種工業(yè)應用中，如工業(yè)機器人和機床，永磁同步電動機驅動器已經(jīng)取代了傳

3、統(tǒng)的直流電機和異步電機驅動器。永磁同步電動機的優(yōu)點有高轉矩/慣量比，高效率，高功率密度和高可靠性。因為這些優(yōu)勢，永磁同步電動機確實在需要快速和精確轉矩響應的高性能伺服驅動器中有很好的應用。在永磁同步電動機驅動器中，電磁轉矩通常是在一個固定在轉子上的坐標系上來間接控制定子電流元件。這一領域的方向創(chuàng)造需要一個位置傳感器，從而降低了驅動器的可靠性同時增加了成本。</p><p>　　有人提議，異步電動機直接轉矩控制作為

4、一種替代控制方案在過去二十年非常流行。直接轉矩控制的異步電機具有作為計算固定參考系的內在的運動狀態(tài)傳感器。此外，與磁場定向控制相比，采用無電流控制器和電機參數(shù)以外的定子電阻的直接轉矩控制的轉矩響應更快，參數(shù)依賴更低。</p><p>　　在90 年代末，出現(xiàn)了一種把直接轉矩控制和永磁同步電動機的優(yōu)勢結合的理念應用到充滿生機的驅動器中的文章。在過去十年中，一些作者已經(jīng)提出了將直接轉矩控制應用到永磁同步電動機的方法。

5、</p><p>　　這篇文章給出了在這個領域中的研究綜述。第三部分給出了內嵌式和面貼式的永磁同步電動機的可能實施方法。第四節(jié)和第五節(jié)討論了實施方法中的問題。第六部分總結了進一步研究的發(fā)展方向。</p><p>　　2 永磁同步電動機直接轉矩控制的原理</p><p>　　忽略脈動轉矩，永磁同步電動機的穩(wěn)態(tài)電磁轉矩T 可以寫成:</p><p&g

6、t;　　其中表示負載角，如圖1 所示，負載角的定義是指定子磁鏈矢量s和永磁磁鏈矢量之間的夾角。代表極對數(shù)。方程1 適用于面貼式永磁同步電動機，它的直軸定子電感小于交軸定子電感，對于永磁同步電動機， 等于，方程1 變?yōu)椋?lt;/p><p>　　從方程1 和2 可以得出，在定子磁鏈一定的情況下，轉矩由負載角決定。如圖1 所示，一個兩電平三相電壓源逆變器可以產(chǎn)生8 個電壓矢量，六個有效矢量和兩個零矢量。定子磁通矢量可由下

7、式計算：</p><p>　　在上式中代表定子電阻， 和分別代表定子電壓矢量和定子電流矢量。當定子電阻被忽略時，定子磁鏈矢量則變成電壓矢量的一個開關時間</p><p>　　六個有效的電壓空間矢量都有一個徑向和切向的定子磁鏈矢量。從（4）中可以看出，徑向電壓矢量決定定子磁鏈的幅值，而切向電壓矢量決定電子磁鏈矢量的旋轉速度和負載角。</p><p>　　這樣，定子磁鏈

8、和轉矩可以同時控制逆變器。最適合的電壓矢量將定子磁鏈矢量和轉矩的給定值與估計值之間的瞬時誤差最小化。因此，盡量減少控制器錯誤是必要的，同時還要估計定子磁鏈和轉矩。在緒論第三節(jié)對不同類型的控制器進行了討論。（3）式可以用來估計定子磁鏈。然而，不像，在永磁同步電動機中定子磁通矢量的初始值不同于零，而是取決于轉子的位置。因此，轉子初始位置需要測量或估計。</p><p>　　在評論的第三部分討論了不同類型的控制器。目的

9、是可以使用定子磁鏈估計。然而，不像，在永磁同步電動機中定子磁鏈矢量的初始值等于0 而是決定于轉子位置。所以，初始位置檢測是必需測量和估計的。</p><p><b>　　3 可能實現(xiàn)方法</b></p><p>　　文獻中有許多不同的解決方法。第一次提出了永磁同步電動機直接轉矩控制的是文獻【2】然而，提出的方法不能算是直接轉矩控制，而它事實上是電流控制。正如【4】中所

10、講的一樣，直接轉矩方法除了可以用來控制電磁轉矩以外，還可以控制直軸電流和無功而不是定子磁鏈。在下面的這些方法沒有被考慮，因為這樣所有的方法都是直接轉矩和磁通控制。在文獻【5】中提出了一種很好的直接轉矩控制的概述，但是研究的是基于異步電機的直接轉矩控制。</p><p>　　這一部分概括了永磁同步電動機直接轉矩控制的不同實施方法。方法根據(jù)電壓矢量分布而劃分，初始定子磁鏈估計和位置傳感器的利用上也是根據(jù)電壓矢量分布而

11、區(qū)分。討論的一些方法中需要轉子位置，這樣就喪失了無傳感器運動狀態(tài)控制的優(yōu)點。</p><p><b>　　開關表直接轉矩控制</b></p><p>　　基本的開關表直接轉矩控制：原來的直接轉矩控制方法有一個滯后的定子磁鏈和轉矩。圖2 給出了傳統(tǒng)的方法，數(shù)值和表示給定值，虛線顯示的是可選擇編碼器。定子磁鏈的瞬時偏差有兩個可以選擇的值（1 和-1），而瞬時轉矩偏差有三個

12、可以選擇值（-1，0 和1）。此外，平面被分為六個扇區(qū)。開關表的輸入由偏差值和以及帶有定子磁通矢量的扇區(qū)號。開關表的輸出是八個可能的電壓矢量。文獻【6】中已經(jīng)在永磁同步電動機中實現(xiàn)了這個方法，與文獻【1】中在異步電機中采用的開關表是一樣的。另外，初始磁通估計可以通過一階濾波器來解決。由于一階濾波器的穩(wěn)態(tài)輸出與初始條件無關，這將產(chǎn)生良好的結果，但是不是在驅動器的啟動階段。</p><p>　　文獻【3】也提出了開關

13、直接轉矩控制的方法，但沒有用零電壓矢量來控制電機。這個基本上降低了轉矩偏差到一個正常的遲滯比較。（3）式來估計磁通，假定初始磁通位置已知。這個方法適用于永磁同步電動機。</p><p>　　文獻【7】和【8】提出的減少開關表的方法適用于永磁同步電動機，而初始轉子位置從低分辨率編碼器中得到。通過改變定子磁鏈給定值來增加單位安培下的轉矩或減弱驅動器的操作是可實現(xiàn)的。最近的文獻已經(jīng)進一步給出了使用這一些參考磁通的生成方

14、法。在文獻【9】討論了基于開關表直接轉矩控制的單位磁通下的最大轉矩方法。文獻【10】提出了在開關表直接轉矩控制下的優(yōu)化效率方法，其中定子磁鏈產(chǎn)生最大效率。在所有這些參考磁通生成方法中都需要離線計算來查找給定定子磁鏈。</p><p>　　2）直接轉矩控制的一個主要的缺點是紋波轉矩和定子磁鏈。紋波可以通過使用更多不同的電壓矢量來減弱。當直接轉矩控制時，只有限定數(shù)量的每扇區(qū)的電壓矢量，開關表選擇是最合適的。然而徑向和

15、切向的矢量和理想的組成一樣是不可能的。一種更適合兩個組成部分帶有增加更多電壓矢量和增加分區(qū)的方法是可實現(xiàn)的。在文獻【11】中，提出了一種通過利用基于三電平的24 個電壓矢量的空間矢量調制方法。構造一個能量化轉矩和通量錯誤并提供72 個不同的電壓矢量圖的開關狀態(tài)表。這樣就可以實現(xiàn)較低的轉矩脈動。在文獻【11】中提出了SVM 在驅動操作的整個過程中產(chǎn)生更多不同的電壓矢量。不過，在某些操作條件下也可能使用混合算法產(chǎn)生更多的電壓矢量。文獻【12

16、】提出了一種在確保永磁同步電動機啟動階段產(chǎn)生快速轉矩的方法。在啟動階段，SVM 用來產(chǎn)生最佳的電壓矢量，這個電壓矢量能產(chǎn)生最快的轉矩。然而，算法依賴于轉子位置，要從編碼器中得</p><p>　　到轉子初始位置，同時將轉矩變化中的轉子位置看成常量。一旦達到轉矩給定值，就會使用包含電壓矢量的開關表，而且也不在需要編碼器了。</p><p>　　多級逆變器使得電壓矢量能更好地控制磁通和轉矩，從

17、而減少了紋波，實現(xiàn)更小的開關頻率。缺點是開關電源的需要增加了系統(tǒng)的成本、復雜性和開關損耗。在文獻【13】中這樣的直接轉矩控制用在異步電機上，但是文獻中沒有提出有關適合永磁同步電動機的方法。</p><p>　　B 固定開關頻率直接轉矩控制</p><p>　　為了進一步消除轉矩和定子磁鏈脈動，并獲得固定開關頻率，可以在下一個切換時間間隔內使用一個永磁同步電動機的模型來計算最合適的電壓矢量。

18、這個最合適的電壓矢量可以由SVM 來實現(xiàn)。此外，利用SVM 可以改進開關狀態(tài)表直接轉矩控制的一些其它的缺點，例如違反極性的一致性規(guī)則，由于扇區(qū)改變造成的高采樣頻率數(shù)字實現(xiàn)的比較和扭曲。但是，有幾種方法來計算最適當?shù)碾妷菏?lt;/p><p>　　量和所需的電機參數(shù)，而且在比較不同的方案時必須考慮到計算的復雜性。</p><p>　　1）帶有閉環(huán)轉矩控制的電壓矢量-直接轉矩控制：圖3 給出了這種

19、類型的典型方法。在文獻【14】中將實際和參考轉矩的偏差值輸入到PI 調節(jié)器來改變負載角。根據(jù)（3），使用預算控制器來計算帶有測量電流、實際電流和給定磁通的信號所需的電壓矢量極坐標。定子電壓控制用到一個空間矢量調制器。然而這種方法采用了運動狀態(tài)傳感器。 </p><p>　　文獻【15】中提出了一種適用于永磁同步電動機的不帶位置傳感器的相關的方法。估計的定子磁鏈位置，從PI 控制器得到的負載角校正和參考磁通的幅

20、值用來計算給定的磁通矢量。給定磁通矢量和實際矢量之間的偏差值，通過SVM 來更正所需的電壓矢量。文獻【14】【15】中提出了地紋波和固定開關頻率的獲得方法。但是有人指出由于PI 控制器對調諧很敏感，PI 控制器的使用可能惡化驅動器的性能。</p><p>　　定子磁場定向控制：正如文獻[16]中所講的定子磁鏈控制的永磁同步電動機與先前的電壓矢量-直接轉矩控制方法聯(lián)系在一起。再者脈寬調制器用來產(chǎn)生一個增量的定子磁鏈

21、（包括振幅角）但是轉矩控制是開環(huán)。這個方法控制負載角和定子磁鏈的振幅。負載角的給定值能從轉矩給定中計算出來。建議采用一個位置傳感器。</p><p>　　3）預測控制：文獻[17]討論了一種永磁同步電動機的估計直接轉矩控制，圖4給出了表示。利用永磁同步電動機的有關方程，在某一特定的時間內計算轉矩的軌跡是可能的。用這種方法可以計算出最佳的開關順序。在恒定的開關時間間隔，一個合適的電壓矢量的應用所需的時間可以滿足紋波

22、段的邊界計算，其余的時間間隔采用零電壓矢量從而可以減少紋波。</p><p>　　在穩(wěn)態(tài)下這個能產(chǎn)生一個固定的開關頻率和一個固定的轉矩紋波。電壓矢量和開關時間的選擇是根據(jù)每次采樣間隔初始時的估測轉矩和磁通決定的。對于轉矩估測，轉矩的時間變化率由定子電壓、定子電流、永磁磁通和轉子位置的作用來計算的。很顯然，在這個方法中電機參數(shù)的依賴性要比基本的直接轉矩控制大。然而，這個方法需要通過位置編碼器來獲得轉子位置角。<

23、;/p><p>　　4）變結構控制：文獻【18】中提出了基于永磁同步電動機的變結構直接轉矩控制，其中提出了滑動面和電壓源換流器。利用轉矩和定子磁鏈偏差，以及磁通組成，電機轉速和擴大的磁通通過可變結構控制器來計算和滑動面相連的電壓矢量驅動系統(tǒng)。通過SVM 這個電壓矢量就實現(xiàn)了?？梢垣@得低紋波和固定開關頻率，但是需要使用速度編碼器。變結構控制的計算使得驅動器性能更加依賴于電機參數(shù)。 </p><p&

24、gt;<b>　　4 定子磁鏈估計</b></p><p>　　直接轉矩控制的基本原則是以瞬時轉矩和定子磁鏈誤差減少到最低限度這種方式，通過改變定子磁場矢量來控制轉矩。這樣的定子磁鏈矢量的估計對于直接轉矩驅動的正確操作是十分重要的。估計定子磁鏈的一種方法是測量定子電壓和電流以及方程（3）。唯一需要的電機參數(shù)是定子電阻。一體化的使用有它的缺點：任何的電壓或電流的直流偏移都會導致估計定子磁鏈的大

25、漂移。文獻【19】提出了一些補償技術并進行了簡短地概括。</p><p>　　為了克服這個問題，文獻【19】提出了采用可編程級聯(lián)低通濾波器作為替代集成。每一個低通濾波器都有一個傳輸特性，其中為濾波時間， 為信號頻率。如果時間常數(shù)和增益G 是可編程的并適合于轉子轉速，階梯可以達到同樣的相位滯后并獲得一個純積分。</p><p>　　基于電壓方程組的定子磁鏈估計的另一個問題是定子電阻變化。由于

26、皮膚效應和溫度變化，定子阻抗將有很大的差異。錯誤的電阻值將會在方程（3）中產(chǎn)生較大的誤差。文獻【19】和【20】描述了一種定子電阻估計技術。它是基于電阻和電流變化的關系的，它允許PI 控制器來更正定子電阻。該算法不需要轉子位置。盡管依賴在和上的電流給定，飽和度的影響在這個方法中可以不考慮.</p><p>　　文獻[21]介紹了另一種定子磁鏈的估計方法。該方法是根據(jù)檢測產(chǎn)品的數(shù)量估計定子磁鏈和實測定子電流。交流中

27、提取一部分，用于過濾和估計定子磁鏈。也討論了簡單的低通濾波器和合適的濾波器。</p><p>　　文獻【22】講述了估計定子磁鏈的延伸方法卡爾曼濾波，其中估計了永磁同步電動機的機械狀態(tài)。文獻【23】描述了基于滑模的演示。</p><p>　　5 初始轉子位置估計</p><p>　　正如第二部分提到的，在直接轉矩控制驅動中必須知道初始轉子位置，因為它需要初步估計定子

28、磁鏈。如果控制器中的初始位置信息太不準確的話，電機最初可能位于錯誤的方向上。</p><p>　　文獻【19】和【24】討論了一種估計永磁同步電動機初始位置的技術。這個方法是基于高頻率（300 赫茲）定子電流振幅和轉子角位置之間的關系。飽和定子電流影響磁場極方向。文獻【25】描述了矩形脈沖電壓的方法，而且是針對凸極式永磁同步電動機，即只有IPMSM。 </p><p&

29、gt;　　對于非凸極式永磁同步電動機，初始轉子位置的無傳感器估計更加困難。當考慮飽和度影響度時，文獻【19】和【24】中描述了可能適用于永磁同步電動機的方法。</p><p><b>　　6 將來研究</b></p><p>　　飽和度和參數(shù)估計誤差對直接轉矩控制的永磁同步電動機性能，尤其是對模型估計和控制器的影響要考慮。要把重點放在無傳感器控制和估計上。傳感器位置估

30、計除了直接轉矩控制的永磁同步電動機外還有其它的應用。</p><p>　　直接轉矩控制的永磁同步電動機的數(shù)字執(zhí)行以及相關的永磁同步電動機的離散模型，加上新的直接轉矩控制的方法都為更深入的研究提供了許多機會。結合于直接轉矩控制的研究計劃，最適當?shù)拈_關戰(zhàn)略研究在進行。</p><p>　　文獻中提出了很多實現(xiàn)方法。但是，盡管有由于最大的轉矩特性帶來的不穩(wěn)定這一事實，除了文獻【26】，穩(wěn)定的直接

31、轉矩控制的永磁同步電動機驅動器還沒有許多研究。負載角對應的最大轉矩，負載角將產(chǎn)生較低的轉矩。如果直接轉矩控制器通過增加負載角來增加轉矩，轉矩會進一步減少從而造成不穩(wěn)定。文獻[26]討論了避免這種不穩(wěn)定的兩種方法。兩者都是基于控制負載角。但是除了靜態(tài)的不穩(wěn)定，驅動器的整體穩(wěn)定性也應該考慮。文獻【27】給出了異步電機直接轉矩控制的穩(wěn)態(tài)機制的數(shù)學分析并用它理解直接轉矩控制的觀察行為。作為這樣的一個永磁同步電動機的直接轉矩控制的穩(wěn)定性的徹底研究

32、仍然在進行中。</p><p><b>　　7 結論</b></p><p>　　本文概述了現(xiàn)有的永磁同步電動機直接轉矩控制的實現(xiàn)方法。概述將這些方法分為兩大類，基于矢量電壓選擇的不同和方法的構成。首先，基于直接轉矩控制的開關表簡單易于實現(xiàn)。但是，作為結果輸入到控制器中，只有有限的電壓矢量可以使用。這樣可以觀察重大轉矩和定子磁鏈紋波。其次，恒定開關頻率直接轉矩控制計劃

33、允許使用逆變方法建設電壓矢量，但是有較高的計算負擔和參數(shù)依賴。在每一個主要類別中有變化電壓的選擇，并產(chǎn)生電壓矢量。</p><p>　　除了電壓選擇和生成，可能的直接轉矩控制計劃會隨著定子磁鏈和轉矩估計的不同而不同。討論了可能的估計技術。由于直接轉矩控制本身就是一個運動狀態(tài)無傳感器技術，當評估一個直接轉矩控制策略時，位置編碼器的使用（無論是在啟動還是正常工作條件下）必須要考慮到。為此，也討論了一些初始轉子位置估計

34、技術。</p><p>　　可能實施方法的概述和相關估計問題清楚地確定了進一步研究的興趣點，這是本文的總結。</p><p><b>　　致謝</b></p><p>　　Thomas Vyncke 的這個研究是由根特大學特別研究基金的博士學位補助贊助的。</p><p><b>　　參考文獻</b>

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67、manent Magnet Synchronous Motors – An OverviewThomas J. Vyncke, Ren´e K. Boel and Jan A.A. Melkebeek</p><p>　　Department of Electrical Energy, Systems and Automation (EESA)</p><p>　　Ghent U

68、niversity (UGent), Sint-Pietersnieuwstraat 41, B-9000 Gent, Belgiumphone: +32 (0)9 264 3442, fax: +32 (0)9 264 3582,e-mail:Thomas.Vyncke@UGent.beAbstract—In high-performance servo applications a rapid and accurate torque

69、 control isdesired, preferably without the use of a motion-state sensor. The use of permanentmagnet synchronous motors (PMSMs) combined with the direct torque control (DTC)scheme offers many opportunities to achieve this

70、 goal. Recently several authors haveproposed possible</p><p>　　magnetsynchronous motors. In this paper an overview is given. The basic principles of DTC forPMSMs are explained. Topologies and algorithms desc

71、ribed in the literature for interiorPMSMs as well as surface mounted PMSMs are discussed. Estimations of stator fluxlinkage and initial rotor position are needed in these control schemes. Techniques toachieve these estim

72、ations are discussed in this paper as well. The main goal of the paperis to give an outline of what is already achieved and to determine</p><p>　　I. INTRODUCTION</p><p>　　Permanent magnet synchr

73、onous motor (PMSM) drives are replacing classic dc andinduction machine (IM) drives in a variety of industrial applications, such as industrialrobots and machine tools. Advantages of PMSMs include low inertia, high effic

74、iency,high power density and reliability. Because of these advantages, PMSMSs are indeedexcellent for use in high-performance servo drives where a fast and accurate torqueresponse is required. In PMSM drives, the electro

75、magnetic torque is usually controlled</p><p>　　For induction motors, direct torque control (DTC) was proposed as an alternativecontrol scheme in [1] and became very popular in the past two decades. DTC for i

76、nduction machines is inherently motion-state sensorless as the calculations are executedin a stationary reference frame. Moreover DTC uses no current controller and no motorparameters other than the stator resistance, wh

77、ich yields a faster torque response and a lower parameter dependence than with field oriented control.</p><p>　　The idea of combining the advantages of DTC and PMSMs into a highly dynamic drive appeared in t

78、he literature in the late 1990’s [2], [3]. In the past decade several authors have proposed ways to adapt DTC to work with PMSMs.</p><p>　　In this paper an overview of the research in this field is given. Th

79、e possible</p><p>　　implementations are given in section III, for interior PMSMs (IPMSMs) as well assurface mounted PMSMs (SPMSMs).Problems of implementation are discussed insections IV and V. Points of inte

80、rest for further research are summarized in section VI.</p><p>　　II. PRINCIPLES OF DTC FOR PMSMS</p><p>　　Neglecting cogging torque, the steady-state electromagnetic torque T of a PMSMcan be wri

81、tten aswhere denotes the load angle. The load angle is defined as the angle between the stator flux linkage vector and permanent magnet flux linkage vector , as shown in Fig.1.The number of pole pairs is denoted by. Equa

82、tion (1) is applicable for PMSMs with saliency, i.e. IPMSMs, where the direct axis stator inductance is smaller than the quadrature axis stator inductance . For PMSMs without saliency, i.e. SP</p><p>　　From

83、(1) and (2) it can be seen that for a constant level of the stator flux linkage,the torque can be changed by altering the load angle . A three-phase two-level voltage source inverter (VSI) can generate eight voltagevecto

84、rs as shown in Fig.1, six active vectorsand two zerovectors.The stator flux vector can be calculated aswhere denotes the stator resistance, and denote the stator voltage and current space vector respectively. It follows

85、that, when the stator resistance isneglected, the varia</p><p>　　for a switch-on time of the voltage vector . Each of the six possible active voltage vectors has a component radially and a component tangenti

86、ally to the stator flux linkage vector. From (4) thus follows that the radial component of a voltage vector changes the amplitude of the stator flux linkage while the tangential component changes the rotation speed of th

87、e stator flux vector and consequently the load angle.</p><p>　　This way the stator flux linkage and the torque can be simultaneouslycontrolled with a VSI. The instantaneous error between the reference and es

88、timatedvalues of stator flux linkage and torque are minimized by applying the most appropriatevoltage vector. Thus a controller minimizing the error is needed, together with an estimation of the stator flux linkage and t

89、orque.</p><p>　　In the overview of section III different types of controllers are discussed.make an estimation of the stator flux linkage (3) can beused.Yet,unlikeIMs,inPMSMs theinitial value of the stator f

90、lux vector differs from zero and depends on the rotorposition. As a result the initial rotor position has to be measured or estimated.</p><p>　　III. POSSIBLE IMPLEMENTATIONS</p><p>　　number of

91、different implementations are proposed in the literature. One of thefirst papers to mention direct torque control for PMSMs is [2]. However the proposedscheme cannot be considered as a true DTC scheme as it is in fact a

92、current controlscheme. As pointed out in [4], a DTC scheme can be used to control, besides theelectromagnetic torque of course, the direct-axis current or reactive power instead of the stator flux linkage. In the followi

93、ng these schemes are not considered, as such all t</p><p>　　In this section an attempt to summarize the different known implementations ofDTC for PMSMs is given. The schemes are divided according to voltage

94、vectorselection, but are also different in terms of (initial) stator flux estimation and the use ofposition sensors. Some of the discussed schemes namely require the rotor position ,thus losing the advantage of inherent

95、motion-sensorless control.</p><p>　　Switching-table DTC</p><p>　　1) Basic Switching-table DTC: A classical DTC scheme has a hysteresis comparator for the stator flux linkage and a quantisizer fo

96、r the torque. A typical scheme is shown in Fig.2, the quantities and denote reference values and the optional encoder is shown as a dashed line. The instantaneous error for the stator fluxlinkage thus has two possible v

97、alues (1 and ?1), whereas the instantaneous torque error has three (?1, 0 and 1). Furthermore the plane is divided in six sections. The errors and , t</p><p>　　Switching-table DTC is also implemented in [3]

98、, but no zero voltage vectors areused to control the motor. This essentially reduces the quantisizer for the torque error toa normal hysteresis comparator. The flux estimation is based on (3) and the initial flux positio

99、n is assumed to be known. The method is applicable to IPMSMs and SPMSMs.</p><p>　　In [7] and [8] this scheme with reduced switching table is applied for IPMSMs and the initial rotor position is known from a

100、low resolution encoder. It is shown that by varying the stator flux linkage reference either maximum torque per ampere (MTPA) or field weakening operation of the drive is possible. Recent papers have further reported on