《t型三電平并網(wǎng)逆變器控制研究》文獻(xiàn)綜述

1、<p>　　《T型三電平并網(wǎng)逆變器控制研究》文獻(xiàn)綜述</p><p><b>　　1.發(fā)展背景2</b></p><p>　　2.國(guó)內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀2</p><p>　　3.兩電平逆變器3</p><p>　　3.1兩電平逆變電路原理圖3</p><p>　　3.2兩電平

2、逆變電路仿真波形4</p><p>　　3.3正弦脈寬調(diào)制的調(diào)制算法4</p><p>　　4.三電平逆變器4</p><p>　　4.1二極管鉗位型三電平逆變器5</p><p>　　4.11二極管鉗位式三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖5</p><p>　　4.12二極管鉗位式三電平逆變器工作原理5<

3、;/p><p>　　4.13二極管鉗位式逆變器特點(diǎn)6</p><p>　　4.2與兩電平逆變器比較6</p><p>　　5.T型三電平逆變電路7</p><p>　　5.1T型三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖7</p><p>　　5.2T型三電平逆變器主電路工作原理8</p><p>

4、　　5.3與NPC型三電平逆變器的比較9</p><p>　　6.空間矢量脈寬調(diào)制方法10</p><p>　　6.1基本思想10</p><p>　　6.2原理與實(shí)現(xiàn)10</p><p>　　6.3直流電壓利用率11</p><p>　　6.4調(diào)制函數(shù)12</p><p&g

5、t;　　7.中性點(diǎn)平衡分析與設(shè)計(jì)12</p><p>　　8.濾波器設(shè)計(jì)13</p><p>　　8.1逆變器輸出電壓波形的技術(shù)指標(biāo)13</p><p>　　8.2三相 SPWM 逆變電路諧波分析13</p><p>　　8.3輸出電壓周期對(duì)諧波影響15</p><p>　　8.4調(diào)制電壓對(duì)諧波含

6、量的影響15</p><p>　　8.5巴特沃思濾波器設(shè)計(jì)步驟15</p><p>　　9.逆變器的PFC分析與設(shè)計(jì)16</p><p>　　9.1設(shè)計(jì)背景17</p><p>　　9.2交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路17</p><p>　　9.3主要元件參數(shù)設(shè)計(jì)18</p>&l

7、t;p>　　9.31儲(chǔ)能電感設(shè)計(jì)18</p><p>　　9.32輸出電容設(shè)計(jì)20</p><p>　　附錄：參考文獻(xiàn)20</p><p><b>　　發(fā)展背景</b></p><p>　　隨著全球能源危機(jī)和環(huán)境污染問(wèn)題的日益嚴(yán)重，并網(wǎng)逆變器的研發(fā)受到世界各國(guó)的普遍關(guān)注。并網(wǎng)效率和并網(wǎng)電流電能質(zhì)量是并網(wǎng)逆變器

8、的兩個(gè)重要指標(biāo),PWM調(diào)制方式對(duì)效率和并網(wǎng)電流電能質(zhì)量存在關(guān)鍵的影響。在此背景下，研究逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及其控制策略和并網(wǎng)控制方案。 </p><p>　　隨著太陽(yáng)能、UPS技術(shù)的不斷發(fā)展和市場(chǎng)的不斷擴(kuò)大，對(duì)逆變器效率的要求也越來(lái)越被制造商所重視，因此三電平的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)便應(yīng)運(yùn)而生。眾所周知，傳統(tǒng)的兩電

9、平并網(wǎng)逆變器開(kāi)關(guān)損耗大，直流電壓利用低，輸出電流諧波高，無(wú)法實(shí)現(xiàn)高壓高質(zhì)量的并網(wǎng)要求。多電平逆變器不同于兩電平變換器，其中采用電容或獨(dú)立電源等方式產(chǎn)生多個(gè)電平，通過(guò)將多個(gè)功率器件按一定的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)組成可提供多電平輸出的逆變電路，其主要目的是以盡量多的電平輸出來(lái)逼近理想的正弦波形，從而減弱輸出波形中的諧波影響。在獲得高壓輸入輸出特性的同時(shí)，多電平逆變器也減輕了器件上的高壓應(yīng)力，可以使用較低電壓等級(jí)的器件構(gòu)造高壓變流器，解決了器件串并聯(lián)帶來(lái)的

10、問(wèn)題。多電平逆變器的出現(xiàn)，是電力電子技術(shù)發(fā)展的一個(gè)里程碑，它使得高壓變頻調(diào)速技術(shù)迅速走向了實(shí)用化，讓我們看到了高性能控制在高壓變頻技術(shù)上的應(yīng)用的希望。近幾年來(lái) ,多電平逆變器成為人們研究的熱點(diǎn)課題 .三電平逆變器是多電平逆變器中最簡(jiǎn)單又最實(shí)用的一種電路。與傳統(tǒng)兩電平結(jié)構(gòu)相比，三電平結(jié)構(gòu)除了使單個(gè)IGBT阻斷電壓減半之外，還具有諧波小、損耗低、效率高等優(yōu)勢(shì)。</p><p>　　前幾年,隨著西班牙、德國(guó)、美國(guó)、日本

11、對(duì)本國(guó)光伏產(chǎn)業(yè)的政策扶持，全球光伏發(fā)電逆變器的銷售額逐年遞增,光伏發(fā)電用逆變器進(jìn)入了一個(gè)快速增長(zhǎng)的階段。但目前全球光伏逆變器市場(chǎng)基本被國(guó)際幾大巨頭瓜分，歐洲是全球光伏市場(chǎng)的先驅(qū),具備完善的光伏產(chǎn)業(yè)鏈，光伏逆變器技術(shù)處于世界領(lǐng)先地位。SMA 是全球最早也是最大的光伏逆變器生產(chǎn)企業(yè)(德國(guó)市場(chǎng)占有率達(dá) 50%以上)，約占全球市場(chǎng)份額的三分之一,第二位是 Fronius。全球前七位的生產(chǎn)企業(yè)占領(lǐng)了近 70%的市場(chǎng)份額。金融危機(jī)以后，美國(guó)、意大利

12、市場(chǎng)迅猛發(fā)展，尤其是美國(guó)市場(chǎng),奧巴馬政府上臺(tái)以后，發(fā)展速度非常之快,將取代德國(guó)成為世界上最大的光伏逆變器消費(fèi)市場(chǎng)。</p><p>　　目前國(guó)內(nèi)光伏并網(wǎng)逆變器市場(chǎng)規(guī)模較小，國(guó)內(nèi)生產(chǎn)逆變器的廠商眾多，但專門(mén)用于光伏發(fā)電系統(tǒng)的逆變器制造商并不多，但是不少國(guó)內(nèi)企業(yè)已經(jīng)在逆變器行業(yè)研究多年，已經(jīng)具備一定的規(guī)模和競(jìng)爭(zhēng)力，但在逆變器技術(shù)質(zhì)量、規(guī)模上與國(guó)外企業(yè)仍具有較大差距。國(guó)內(nèi)市場(chǎng)規(guī)模雖然較小，但未來(lái)光伏電站市場(chǎng)的巨大市場(chǎng)發(fā)

13、展空間和發(fā)展?jié)摿o國(guó)內(nèi)企業(yè)帶來(lái)發(fā)展的歷史機(jī)遇。逆變器仍需進(jìn)一步提高和發(fā)展。這也就是研究并網(wǎng)逆變器的意義之所在。</p><p><b>　　國(guó)內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀</b></p><p>　　三電平結(jié)構(gòu)作為多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，自日本長(zhǎng)岡科技大學(xué)難波江章（A.Nabae）等人于1980 年在IEEE 工業(yè)應(yīng)用年會(huì)提出以來(lái)，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在實(shí)際工業(yè)現(xiàn)場(chǎng)獲得了廣泛的應(yīng)用。<

14、;/p><p>　　從20世紀(jì)90年代以來(lái)，以高壓IGBT、IGCT為代表的性能優(yōu)異的復(fù)合器件的發(fā)展引人注目，并在此基礎(chǔ)上產(chǎn)生了很多新型的高壓大容量變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，成為國(guó)內(nèi)外學(xué)者和工業(yè)界研究的重要課題。我國(guó)也有不少單位在研究、開(kāi)發(fā)和引進(jìn)高壓大容量多電平變換器的技術(shù)和設(shè)備。三電平逆變器的結(jié)構(gòu)較簡(jiǎn)單，其電路拓?fù)湫问綇囊欢ㄒ饬x上來(lái)說(shuō)可以看成多電平逆變器結(jié)構(gòu)中的一個(gè)特例，它的中點(diǎn)鉗位及維持中點(diǎn)電位動(dòng)態(tài)平衡技術(shù)、功率器件尖峰吸收

15、緩沖電路、PWM算法簡(jiǎn)化及控制策略、高壓功率器件的驅(qū)動(dòng)及系統(tǒng)的工作電源等也是多電平逆變器控制需要研究解決的問(wèn)題。從目前功率開(kāi)關(guān)器件發(fā)展的水平來(lái)看，短時(shí)間還不可能出現(xiàn)耐壓上萬(wàn)伏的器件，多電平技術(shù)是解決高壓大功率變頻調(diào)速的一個(gè)有效途徑同時(shí)在當(dāng)前電力系統(tǒng)高壓直流輸電的趨勢(shì)下，多電平技術(shù)在電力輸配電方面也有著重要的作用。 目前關(guān)于三電平逆

16、變器拓?fù)溲芯恐饕◣追N：（1）二極管箝位型三電平逆變器（又稱npc型）,是三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中發(fā)展最早的也是目前應(yīng)用最普遍的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。（2）飛跨電容式多</p><p>　　在T型三電平并網(wǎng)逆變器中的常用的調(diào)制方式有兩種：（1）空間矢量控制（2）不連續(xù)調(diào)制。其中空間電壓矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)方法輸出電流諧波成分少、低脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩、具有比SPWM高15％的電源利用率，物理概念清晰，算法簡(jiǎn)單且適合數(shù)字化方案，

17、適合于實(shí)時(shí)控制，是三電平逆變器首選的PWM控制方法。</p><p>　　目前多電平逆變器研究的難點(diǎn)主要集中多電平逆變器技術(shù)所固有的一些缺陷，例如這種技術(shù)開(kāi)關(guān)管子比較多，控制比較復(fù)雜；中點(diǎn)鉗位結(jié)構(gòu)的多電平逆變器中，存在直流側(cè)電壓平衡問(wèn)題等因此隨著相關(guān)技術(shù)的發(fā)展和新型控制策略的提出，多電平技術(shù)將會(huì)發(fā)展到一個(gè)新的階段。</p><p><b>　　兩電平逆變器</b>&l

18、t;/p><p>　　兩電平逆變電路原理圖</p><p><b>　　圖1原理圖</b></p><p>　　兩電平逆變電路仿真波形</p><p><b>　　圖2仿真波形</b></p><p>　　正弦脈寬調(diào)制的調(diào)制算法</p><p>　　三角波

19、變化一個(gè)周期，它與正弦波有兩個(gè)交點(diǎn)，控制逆變器中開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通和關(guān)斷各一次。要準(zhǔn)確的生成SPWM波形，就要精確的計(jì)算出這兩個(gè)點(diǎn)的時(shí)間。開(kāi)關(guān)元件導(dǎo)通時(shí)間是脈沖寬度，關(guān)斷時(shí)間是脈沖間隙。正弦波的頻率和幅值不同時(shí)，這些時(shí)間也不同，但對(duì)計(jì)算機(jī)來(lái)說(shuō)，時(shí)間由軟件實(shí)現(xiàn)，時(shí)間的控制由定時(shí)器完成，是很方便的，關(guān)鍵在于調(diào)制算法。調(diào)制算法主要有自然采樣法、規(guī)則采樣法、等面積法等。</p><p><b>　　自然采樣法

20、0;</b></p><p>　　按照SPWM控制的基本原理，在正弦波與三角波的交點(diǎn)進(jìn)行脈沖寬度和間隙的采樣，去生成SPWM波形，成為自然采樣法。</p><p><b>　　規(guī)則采樣法</b></p><p>　　為使采樣法的效果既接近自然采樣法，沒(méi)有過(guò)多的復(fù)雜運(yùn)算，又提出了規(guī)則采樣法。</p><p>　

21、　其出發(fā)點(diǎn)是設(shè)法使SPWM波形的每個(gè)脈沖都與三角波中心線對(duì)稱。這樣計(jì)算就大大簡(jiǎn)化了。</p><p>　　雙極性正弦波等面積法</p><p>　　正弦波等面積算法的基本原理為:將一個(gè)正弦波等分成H個(gè)區(qū)段，區(qū)段數(shù)Ht一定是6的整數(shù)倍，因?yàn)槿嗾也ǎ黜?xiàng)相位互差120°，要從一相正弦波方便地得到其他兩相，必須把一個(gè)周期分成6的整數(shù)倍。Ht越大，輸出波形越接近正弦波。在每一個(gè)區(qū)段，

22、等分成若干個(gè)等寬脈沖(N)，使這N個(gè)等寬脈沖面積等于這一區(qū)段正弦波面積。采用這種方法既可以提高開(kāi)關(guān)頻率，改善波形，又可以減少計(jì)算新脈沖的數(shù)量，節(jié)省計(jì)算機(jī)計(jì)算時(shí)間。其正弦波面積為 。輸出頻率f與區(qū)段數(shù)Hi，每個(gè)區(qū)段脈沖數(shù)N及脈沖周期T（us）之間的關(guān)系式???</p><p><b>　　三電平逆變器</b></p><p>　　二極管鉗位型三電平逆變器<

23、;/p><p>　　二極管鉗位型逆變器又稱中性點(diǎn)鉗位型(Neutral Point Clamped-NPC)逆變器。電路結(jié)構(gòu)由A．Nabce等人在1980年JAS年會(huì)上提出，以兩電平逆變器為基礎(chǔ)，直流側(cè)電容數(shù)量增加到兩個(gè)，每相橋臂開(kāi)關(guān)管數(shù)量由兩電平的兩個(gè)變?yōu)樗膫€(gè)，并在每相橋臂上增加鉗位二極管。從而在正、負(fù)兩種電平的基礎(chǔ)上，加入了一個(gè)0電平，變成三電平，使得輸出電壓波形的正弦度提高，波形質(zhì)量有一定改善。</p&g

24、t;<p>　　4.11二極管鉗位式三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖</p><p><b>　　圖3主電路結(jié)構(gòu)圖</b></p><p>　　4.12二極管鉗位式三電平逆變器工作原理</p><p>　　每個(gè)橋臂由兩個(gè)開(kāi)關(guān)管串組成，每個(gè)串由兩個(gè)相匹配的管串聯(lián)而成，降低管子的耐壓。 每個(gè)橋臂具有三種輸出狀態(tài)0，1和2，以A相電路

25、為例，當(dāng)、導(dǎo)通時(shí)，A相為0態(tài)，輸出電壓為；當(dāng)、導(dǎo)通時(shí)，A相為1態(tài)，電壓為0；當(dāng)、導(dǎo)通時(shí)，A相為2態(tài)，輸出電壓為。于是A相輸出可以得到、0、個(gè)值。 </p><p>　　表1 二極管鉗位式三電平逆變器開(kāi)關(guān)狀態(tài)與輸出電壓的關(guān)系</p><p>　　對(duì)于三相三電平逆變器由于每相都有三種電平輸出，故三相輸出共有33=27個(gè)電平狀態(tài)，對(duì)應(yīng)著空間矢量控制的27個(gè)矢量狀態(tài)，如圖2所示。</p>

26、;<p>　　圖4  三電平逆變器電壓空間矢量圖</p><p>　　4.13二極管鉗位式逆變器特點(diǎn)</p><p>　　每個(gè)開(kāi)關(guān)器件承受的直流側(cè)電壓值降低為直流側(cè)電壓值的一半；波形質(zhì)量得到改善的同時(shí)降低了開(kāi)關(guān)頻率；</p><p>　　電壓上升率dv／dt降低為兩電平變流器的一半；</p><p>　　輸出

27、電壓電平數(shù)的增多，每個(gè)電平相對(duì)幅值降低，電壓變化減小，電流脈動(dòng)降低，降低了電磁干擾；</p><p>　　三相中某項(xiàng)輸出電壓為零時(shí)有電流流入或流出直流側(cè)電容中點(diǎn)，當(dāng)流入與流出電流不相等時(shí)造成上下電容電壓不等，中點(diǎn)電位漂移，影響輸出電壓波形質(zhì)量；</p><p>　　同一橋臂上的功率器件的開(kāi)關(guān)頻率不同，橋臂中部的功率開(kāi)關(guān)和靠近直流母線側(cè)的功率開(kāi)關(guān)相比，前者的導(dǎo)通時(shí)間遠(yuǎn)大于后者，所承擔(dān)的負(fù)荷也

28、較重。造成開(kāi)關(guān)器件的利用率不同。</p><p><b>　　與兩電平逆變器比較</b></p><p>　　與二電平逆變器相比，三電平逆變器的主要優(yōu)點(diǎn)是：</p><p>　　器件相對(duì)于中間回路直流電壓具有2倍的正向阻斷能力；</p><p>　　同樣功率等級(jí)的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件，輸出功率可以提高一倍，開(kāi)關(guān)頻率降低50％；

29、</p><p>　　三電平拓?fù)浒演敵龅谝唤M諧波移頻帶移至二倍開(kāi)關(guān)頻率的頻帶區(qū)，提高了諧波頻率，減小了濾波器的體積，同樣控制方式下，三電平逆變器的輸出諧波小。因此，三電平逆變器在高壓、大功率領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。</p><p><b>　　T型三電平逆變電路</b></p><p>　　T型三電平逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖</p>&l

30、t;p><b>　　圖5 結(jié)構(gòu)圖</b></p><p>　　圖6 T型三電平逆變器單向拓?fù)?lt;/p><p>　　T型三電平逆變器主電路工作原理</p><p>　　T字型電路和NPC三電平相比較,使用的器件更少,少了兩個(gè)符位二極管;從電路上面可以看出來(lái),在輸出正電平或者負(fù)電平時(shí),電流流經(jīng)器件的個(gè)數(shù)減少了,相應(yīng)的導(dǎo)通損耗也會(huì)減小。T型三電

31、平根據(jù)反向串聯(lián)的箝位開(kāi)關(guān)接法不同分為共集電極和共發(fā)射極兩種,原理上并沒(méi)有什么不同,但是對(duì)于三相電路來(lái)說(shuō),兩電平電路需要4路獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電源,NPC電路需要10路獨(dú)立</p><p>　　的驅(qū)動(dòng)電源,共發(fā)射極的T型三相電路需要7路,而共集電極只需要5路,更有利于功率密度的提升。</p><p><b>　　圖7電平空間矢量圖</b></p><p>

32、;　　與NPC型三電平逆變器的比較</p><p><b>　　芯片阻斷電壓不同</b></p><p>　　三電平NPC型電路中，4個(gè)IGBT管均承受相同的電壓，而T型Q1和Q4管承受兩倍的電壓。比如，若直流母線為600V時(shí)，NPC型4個(gè)IGBT管阻斷電壓為600V/650V, 而T型Q1&Q4管為1200V. 1200V的IGBT芯片比600V/650V芯

33、片有更大的開(kāi)關(guān)損耗及導(dǎo)通損耗，這意味著芯片的發(fā)熱更大，需要更多的硅芯片。而硅芯片的增加，成本也必然隨之增加。然而在實(shí)際上，對(duì)于NPC型電路，當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的電壓串聯(lián)承受2倍BUS電壓時(shí)，由于元件本身的差異，兩個(gè)開(kāi)關(guān)管承受的的電壓不可能完全相同，因此，為了保證開(kāi)關(guān)管的安全工作，NPC型電路中開(kāi)關(guān)管也應(yīng)按照承受2倍BUS電壓去設(shè)計(jì)。所以，從實(shí)際角度出發(fā)，在開(kāi)關(guān)耐壓的選擇上，NPC型電路并沒(méi)有太大優(yōu)勢(shì)。</p><p>

34、<b>　　元件數(shù)量不同</b></p><p>　　從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖中，很容易可以看出T型電路要比NPC型電路少兩個(gè)Diode，這對(duì)于減少空間有好處。</p><p><b>　　控制時(shí)序不同</b></p><p>　　三電平NPC型需先關(guān)斷外管Q1/Q4,再關(guān)斷內(nèi)管Q2/Q3,防止母線電壓加在外管上導(dǎo)致?lián)p壞；而T型則無(wú)時(shí)

35、序上的要求。另外，對(duì)于NPC型拓?fù)洌隍?qū)動(dòng)設(shè)計(jì)時(shí)需要有4個(gè)獨(dú)立電源；而對(duì)于T型共發(fā)射極拓?fù)?，只需?個(gè)獨(dú)立電源。</p><p><b>　　效率不同</b></p><p>　　NPC型與T型損耗有所差異，在功率因數(shù)接近1時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率增大（>16KHz）,三電平NPC型（600V）損耗更低，效率更高；而開(kāi)關(guān)頻率減少時(shí)（<16KHz），三電平T型（1200

36、V）損耗更低，效率更高。</p><p><b>　　換流路徑不同</b></p><p>　　在T型拓?fù)渲?，外管與內(nèi)管之間的轉(zhuǎn)換路徑均為一致；而在NPC型拓?fù)渲校瑩Q流路徑有所不同，分為短換流路徑與長(zhǎng)換流路徑，所以用分立模塊做三電平NPC型拓?fù)鋾r(shí)，必須要注意其雜散電感與電壓尖峰的問(wèn)題。</p><p>　　注：當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率在13KHz左右，TNP

37、C型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)產(chǎn)生的損耗更小</p><p>　　空間矢量脈寬調(diào)制方法</p><p><b>　　基本思想</b></p><p>　　經(jīng)典的spwm 控制主要著眼于使逆變器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。然而交流電機(jī)輸入三相正弦電流的最終目的是在電機(jī)空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。svpwm 則把逆變器和交流電

38、動(dòng)機(jī)視為一體,著眼于如何使電機(jī)獲得圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，以減少電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。具體地說(shuō)，它以三相對(duì)稱正弦電壓供電時(shí)交流電機(jī)定子的理想磁鏈圓為基準(zhǔn)，用三相逆變器的不同開(kāi)關(guān)模式所產(chǎn)生的實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶咳ケ平鶞?zhǔn)磁鏈圓 ，并由它們比較的結(jié)果決定逆變器開(kāi)關(guān)狀態(tài) 形成pwm波.</p><p><b>　　原理與實(shí)現(xiàn)</b></p><p>　　三相電壓型橋式逆變器有８種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，對(duì)８種狀態(tài)

39、，分別輸出８?jìng)€(gè)基本電壓矢量Ｖk ,包括Ｖｏ,Ｖ７ 兩個(gè)零矢量，６個(gè)非零基本矢量。原理如下圖：</p><p>　　圖8 svpwm原理圖</p><p>　　在αβ復(fù)平面內(nèi) ８?jìng)€(gè)基本電壓矢量可用下列方程表示：</p><p>　　其中，ＶＦ 為基本電壓矢量的模。由電壓空間矢量的定義式為：</p><p>　　可得出非零基本電壓矢量的模，ＶＦ

40、＝２ Ｖｄｃ/３</p><p>　　任意相位的電壓矢量是由８?jìng)€(gè)基本電壓矢量的線性組合來(lái)獲得。參考電壓矢量為：</p><p>　　根據(jù)面積等效原理得：</p><p>　　聯(lián)立式（１） 式（４）可解得參考電壓矢量所在扇區(qū)的兩基本電壓矢量的作用時(shí)間為：</p><p>　　在一個(gè)完整的載波周期ＴＰＷＭ 內(nèi)。當(dāng)ｔ ｋ，ｔｋ＋１不足時(shí)，插入零矢量

41、補(bǔ)足。</p><p><b>　　直流電壓利用率</b></p><p>　　可以證明：兩個(gè)電壓矢量所能合成的等效電壓矢量正好在由它們圍成的三角形的內(nèi)部和邊界上。由此，可以得出ＳＶＰＷＭ 的線性調(diào)制區(qū)——六邊形的內(nèi)切圓所包圍的區(qū)域如圖所示：</p><p><b>　　圖9 線性調(diào)制區(qū)域</b></p>&

42、lt;p>　　圖中的內(nèi)切圓的半徑即為線性調(diào)制可輸出相</p><p>　　電壓幅值最大值，為 Ｖｄｃ/√3 。下面的理論分析可以得出一致的結(jié)論。線性調(diào)制區(qū)滿足約束為：</p><p>　　聯(lián)立式（５）~ （６）， 可以求得線性調(diào)制區(qū)域逆變器輸出電壓矢量的大小滿足: </p><p>　　進(jìn)一步，線性調(diào)制區(qū)輸出相電壓幅值為：</p><p&

43、gt;　　所以，ＳＶＰＷＭ 線性調(diào)制輸出的最大基波相電壓幅值為Ｖｄｃ/ √ 3 ，而ＳＰＷＭ 線性調(diào)制時(shí)輸出的最大基波相電壓幅值為Ｖｄｃ/2。圖中包圍陰影的內(nèi)圓是ＳＰＷＭ 的線性調(diào)制區(qū)域。可見(jiàn)ＳＶＰＷＭ 直流電壓利用率比ＳＰＷＭ 提高了１５．４７％。</p><p><b>　　調(diào)制函數(shù)</b></p><p>　　ＳＶＰＷＭ 隱含的相電壓調(diào)制函數(shù)為：</p&

44、gt;<p>　　定義周期函數(shù)f(θ)，在[ 0 ~ 2π ] 上的定義為：</p><p>　　其傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)為：</p><p>　　可見(jiàn)，ＳＶＰＷＭ 調(diào)制函數(shù)主要由基波和三次諧波構(gòu)成。除基波分量外，其余都是零序分量fzn(θ), 典型的ＳＶＰＷＭ 是一種在ＳＰＷＭ的相調(diào)制波中加入零序分量后, 進(jìn)行規(guī)則采樣得到的結(jié)果。ＳＶＰＷＭ和ＳＰＷＭ不是２種孤立的調(diào)制方式，它們之間

45、有內(nèi)在的聯(lián)系。</p><p>　　中性點(diǎn)平衡分析與設(shè)計(jì)</p><p>　　雖然三電平變流器有著直流側(cè)電壓等級(jí)高，諧波含量少等比起兩電平非常突出的優(yōu)點(diǎn)，但是也有著其本身固有的缺點(diǎn)，中點(diǎn)電位的不平衡問(wèn)題（Neutral Point Potential Unbalance）。導(dǎo)致中點(diǎn)電位偏移或者波動(dòng)的原因有很多種，例如功率器件的參數(shù)不同或者直流側(cè)電容的電容值不一樣，都會(huì)導(dǎo)致在穩(wěn)態(tài)工作的時(shí)候造

46、成中點(diǎn)電位的緩慢偏移。中點(diǎn)電位的偏移會(huì)導(dǎo)致加在兩個(gè)直流側(cè)電容的電壓嚴(yán)重不平衡，使輸出電壓由三電平變?yōu)閮呻娖剑妷夯儑?yán)重，再嚴(yán)重時(shí)會(huì)使直流側(cè)電壓都加在一個(gè)電容上，損壞直流側(cè)電容。中點(diǎn)電位的波動(dòng)，會(huì)引起輸出電壓的低次諧波含量的增加，使輸出電壓波形變差。</p><p><b>　　濾波器設(shè)計(jì)</b></p><p>　　逆變器輸出電壓波形的技術(shù)指標(biāo)</p>

47、<p>　　波 形 的 諧 波 因 數(shù) HF(Harmonic Factor)</p><p>　　第 n次諧波因數(shù)HFn定義為第n次諧波分量有效值與基波分量的有效值之比 。即：</p><p><b>　　（1）</b></p><p>　　總諧波畸變因數(shù)THD(Total Harmonic Distortion Factor )

48、</p><p>　　總諧波畸變因數(shù)THD定義為各次諧波分量有效值平方和的開(kāi)方與基波分量的有效值的比 值 ，即</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　式（ 3-2）中 ，U1、Un分別為基波分量有效值和第n次諧波分量的有效值 。THD表征了一個(gè)實(shí)際波形與其基波分量接近的程度。理想的正弦波的THD等于零。</p&g

49、t;<p>　　畸變因數(shù) D F( Di storti on Factor)</p><p>　　總的諧波畸變因數(shù)T HD雖然指明了總的諧波含量 ，但并沒(méi)有表出每一個(gè)諧波分量的影 響程度。為了表示出每一諧波分量引起波形畸變的程度，引入畸變因數(shù)，并定義為</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　對(duì)于第n次諧波

50、的畸變因數(shù) DFn可以定義為</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　最低次諧波LOH(Lowest –Order Harmonic)</p><p>　　最低次諧波LOH定義為與基波頻率最近的諧波。</p><p>　　三相 SPWM 逆變電路諧波分析</p><p>　

51、　為了排除負(fù)載參數(shù)和電壓中性點(diǎn)的影響, 選擇直接對(duì)逆變器的輸出線電壓進(jìn)行研究。由于線電壓輸出的對(duì)稱性, 選擇 A, B 相間的電壓 UAB進(jìn)行分析即可。由基本向量和逆變橋的開(kāi)關(guān)組合的對(duì)應(yīng)可以得到線電壓 UAB值與基本電壓向量的關(guān)系,如表所示。把向量平面劃分為6 個(gè)扇區(qū),并對(duì)扇區(qū)依次編號(hào), 如圖 2 所示, 在第扇區(qū),電壓向量U1 ( 100) , U2 ( 110)和零向量交替作用, 表現(xiàn)在線電壓UAB的波形上則為幅值為 UDC的脈沖電

52、壓和零電壓交替出現(xiàn), 在第 扇區(qū), 電壓向量U2 ( 110) , U3 ( 010)和零向量交替作用, 表現(xiàn)在線電壓UAB的波形上則為幅值為- UDC的脈沖電壓和零電壓交替出現(xiàn),余下的扇區(qū)依此類推。在每個(gè)扇區(qū)中,只要計(jì)算出電壓向量的作用時(shí)間, 也就得到了線電壓UAB的PWM 波形。</p><p>　　設(shè)逆變器輸出電壓的周期為T(mén) , 每個(gè)扇區(qū)的步數(shù)為n, 步進(jìn)時(shí)間為T(mén) / ( 6n) ; 對(duì)參考電壓向量<

53、/p><p>　　標(biāo)記為Uml ,下標(biāo)m(m= 1, 2, 3, 4, 5, 6)表示扇區(qū),l( l= 0, 1, 2, 3, , n)表示一個(gè)扇區(qū)內(nèi)向量序號(hào)</p><p>　　(逆時(shí)針?lè)较蛟龃? , 則電壓向量 Uml與扇區(qū)起始位置的夾角為l/ ( 3n)。電壓向量 Uml由扇區(qū)起始位置和結(jié)束位置方向的基本電壓向量(Tl1,Tl2)及零電壓Tl0合成, 3個(gè)向量的作用時(shí)間分別為tl1 ,

54、tl2和t l0，則有</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　如果把零電壓作用時(shí)間tl0分為相等的兩段插入t l和tl2的前面,則可以得到線電壓UAB關(guān)于時(shí)間t的函數(shù)(以向量U1 ( 100)位置為時(shí)間零點(diǎn)) :</p><p><b>　　（2）</b></p><p>

55、　　對(duì)式(2)進(jìn)行傅里葉分解, 即可得到線電壓UAB ( t)各次諧波的幅值。在SVPWM調(diào)制下,由</p><p>　　于線性調(diào)制模式是其工作的主要方式, 所以本文對(duì)這種調(diào)制方式下的諧波情況進(jìn)行分析。</p><p>　　輸出電壓周期對(duì)諧波影響</p><p>　　選取SVPWM 調(diào)制中每個(gè)扇區(qū)的步數(shù)n= 2,保持調(diào)制電壓為內(nèi)接圓半徑不變, 改變輸出電壓的周期,則

56、可以計(jì)算出不同周期下的諧波幅值,從而得到各次諧波隨輸出電壓周期的關(guān)系,見(jiàn)圖。</p><p>　　圖10諧波幅值隨輸出電壓周期變化曲線</p><p>　　計(jì)算表明, 對(duì)于確定的步進(jìn)頻率,輸出電壓周期(即輸出電壓的頻率)變化對(duì)各次諧波的含量沒(méi)有任何影響。當(dāng)輸出頻率變化時(shí), 如果每一個(gè)扇區(qū)的步數(shù)不變, 即載波比不變,則輸出電壓中各次諧波含量保持不變; 在變頻器實(shí)際控制中,可能采用分段同步調(diào)制

57、的方式,也即載波比在不同的速度區(qū)間分段,如果載波比改變,則輸出電壓的諧波含量相應(yīng)改變。</p><p>　　調(diào)制電壓對(duì)諧波含量的影響</p><p>　　取逆變電壓的輸出頻率為50 Hz, 每個(gè)扇區(qū)的步數(shù)為2, 改變調(diào)制電壓的幅值,則可以得到諧波含量隨調(diào)制電壓幅值變化的一組曲線,見(jiàn)圖 11。</p><p>　　圖 11諧波含量隨調(diào)制電壓變化曲線</p>

58、<p>　　在圖6中,調(diào)制電壓從0. 017UDC到0. 577UDC(為最大線性調(diào)制電壓)間變化。隨著調(diào)制電壓的變化,各次諧波幅值都發(fā)生了變化,但總體的趨勢(shì)是各次諧波幅值隨調(diào)制電壓幅值的增加而減小。隨著調(diào)制電壓的增加, 逆變器輸出電壓的總諧波畸變率快速下降; 調(diào)制電壓對(duì)總的諧波畸變率有非常大的影響, 當(dāng)調(diào)制電壓下降到 0. 337 UDC時(shí),即下降到最大線性調(diào)制電壓的 58%時(shí), 總電壓諧波畸變率THD達(dá)到了100% ,

59、當(dāng)調(diào)制電壓下降到最大線性調(diào)制電壓的10%時(shí), 總電壓諧波畸變率達(dá)到329%。</p><p>　　巴特沃思濾波器設(shè)計(jì)步驟</p><p>　　歸一化的巴特沃思型濾波器設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)，指的是當(dāng)濾波器的截止頻率ω= ω g= πf=1時(shí) ， 即 截至頻率f= 時(shí)，進(jìn)行實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，用這個(gè)歸一化的低通濾波器的設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)做為基準(zhǔn)濾波器，將它的截止頻率和特性阻抗轉(zhuǎn)換為待設(shè)計(jì)濾波器 的相應(yīng)參數(shù)：</p&g

60、t;<p><b>　　LC濾波電路分析：</b></p><p>　　當(dāng)負(fù)載為純阻性負(fù)載 ZL= RL時(shí)，濾波器的傳遞函數(shù)（使用拉氏變換）為</p><p>　　很顯然當(dāng)空載時(shí),此時(shí)傳遞函數(shù)就是典型的巴特沃思型函數(shù)。而當(dāng)R0為不同的負(fù)載時(shí)，可根 據(jù)截至頻率和上述的步驟來(lái)確定L0和C0的值。為了使濾波器輸出電壓接近正弦波同時(shí)又不 會(huì)引起諧振,LC濾波器的

61、截止頻率必須要遠(yuǎn)小于SvPWM電壓中所含有的最低次諧波頻率,同 時(shí)又要遠(yuǎn)大于調(diào)制波頻率。推薦PWM逆變器中的LC截止頻率f0的選擇最好滿足</p><p>　　而根據(jù)巴特沃思型濾波器的衰減量計(jì)算公式（式1），在設(shè)計(jì)時(shí)只要知道最低次諧波的次數(shù)，以及設(shè)計(jì)想達(dá)到的對(duì)最低次諧波衰減的量，就可以選定LC濾波器的截止頻率以及相應(yīng)的電 感和電容值，這樣可以對(duì)不同諧波的衰減量達(dá)到可知、可控。</p><p&g

62、t;<b>　?。?）</b></p><p>　　式中，f 0為濾波器的截止頻率；n為濾波器的階數(shù)；fx是頻率變量 。</p><p>　　逆變器的PFC分析與設(shè)計(jì)</p><p><b>　　設(shè)計(jì)背景</b></p><p>　　Boost 型功率因數(shù)校正（PFC）變換器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、效率高、輸

63、入電流紋波和器件導(dǎo)通損耗都很小以及工作性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，因此廣泛應(yīng)用于各種電子設(shè)備PFC電路中。但隨著功率等級(jí)的不斷提高，傳統(tǒng)的 Boost PFC 變換器的使用逐漸受到限制。將交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)引入到 Boost 變換器中，能夠有效地降低功率器件的電流應(yīng)力、減小輸入電流紋波和磁性元件的體積，提升功率等級(jí)。同樣，這種交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)也很容易實(shí)現(xiàn)PFC電路的模塊化，從而在較高功率時(shí)可以選用多組PFC模塊并聯(lián)使用。</p><p&g

64、t;　　交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路</p><p>　　交錯(cuò)并聯(lián) Boost PFC 電路如圖12所示：</p><p>　　圖12交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC主電路</p><p>　　電路結(jié)構(gòu)上由兩路輸入和輸出均并聯(lián)的獨(dú)立PFC電路構(gòu)成。工作時(shí)兩路開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比大小相等，從而實(shí)現(xiàn)了輸入輸出電流均分，降低了電感與功率器件的電流應(yīng)力。如圖13所示，兩路驅(qū)動(dòng)

65、信號(hào)相位上錯(cuò)開(kāi) 180，這種交錯(cuò)模式能有效地降低輸入電流紋波，減小了輸入EMI濾波器的尺寸。圖14給出了交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路在電感電流連續(xù)模式下的工作狀態(tài)。</p><p>　　圖13 交錯(cuò)并聯(lián)原理圖</p><p>　　圖14交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路工作狀態(tài)</p><p>　　在占空比大于0.5時(shí)，電路在模態(tài)(Ⅰ)(Ⅱ)和(Ⅰ)(Ⅲ)間交錯(cuò)切換;

66、當(dāng)占空比小于0.5時(shí),電路在模態(tài)(Ⅲ)(Ⅳ)和(Ⅱ)(Ⅳ)間交錯(cuò)切換。</p><p><b>　　主要元件參數(shù)設(shè)計(jì)</b></p><p>　　9.31儲(chǔ)能電感設(shè)計(jì)</p><p>　　輸入電流紋波?iin與單路電感紋波?il的比值k和占空比d的關(guān)系</p><p>　　電感電流連續(xù)時(shí)，Boost電路占空比滿足U0=，

67、從而可以得到</p><p>　　在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通期間，電感兩端電壓為輸入電壓滿足：</p><p>　　據(jù)此，可以計(jì)算出輸入電流紋波?iin與單電感值L的關(guān)系：</p><p>　　由公式（5）可以看出輸入電流紋波與開(kāi)關(guān)頻率、儲(chǔ)能電感值、輸入電壓、輸出電壓有關(guān)。為適應(yīng)全球電網(wǎng)，一般設(shè)計(jì)取電網(wǎng)電壓波動(dòng)范圍為85V至264V。對(duì)于中國(guó)的電網(wǎng)環(huán)境，電網(wǎng)電壓波動(dòng)范圍為176V

68、至264V。圖15 給出L=250μH，U0=400 V，f=65 kHz時(shí)，輸入電流紋波在電網(wǎng)電壓全范圍下隨時(shí)間變化的關(guān)系。圖16給出了電網(wǎng)電壓分別為85V和176V最低電壓時(shí)的電網(wǎng)電流紋波隨時(shí)間變化的關(guān)系。公式（5）可以化簡(jiǎn)為：</p><p>　　圖15輸入電流紋波與輸入電壓、時(shí)間的關(guān)系</p><p>　　表 2 給出了常見(jiàn)的電網(wǎng)允許范圍與常見(jiàn)輸出電壓下的系數(shù)M值，其中M0為 TI

69、 技術(shù)手冊(cè)建議點(diǎn)處換算出來(lái)的M值。</p><p>　　圖16最低輸入電壓下電流紋波與時(shí)間關(guān)系</p><p><b>　　表2典型M值</b></p><p>　　由表2可以看出，在中國(guó)電網(wǎng)下如果仍然采用TI 技術(shù)手冊(cè)給出的最大紋波電流點(diǎn)計(jì)算的話 ，相對(duì)誤差達(dá)到了 26.14%。</p><p>　　由公式(6)以及電

70、網(wǎng)電流允許的紋波大小和開(kāi)關(guān)頻率可以反推出電感值的大小。</p><p>　　9.32輸出電容設(shè)計(jì)</p><p>　　輸出電容按照保持時(shí)間選取 ：</p><p><b>　　附錄：參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　張成, 王心堅(jiān), 衣鵬, & 孫澤昌. (2013). SVPWM 與 SPWM 比較仿真研究

71、. 機(jī)械與電子, (1), 3-7.</p><p>　　宋文祥, 陳國(guó)呈, 武慧, & 孫承波. (2006). 一種具有中點(diǎn)電位平衡功能的三電平空間矢量調(diào)制方法及其實(shí)現(xiàn). 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 26(12), 95-100.</p><p>　　陳文明, 黃如海, 謝少軍. 交錯(cuò)并聯(lián) Boost PFC 變換器設(shè)計(jì)[J]. 電源學(xué)報(bào), 2011 (4

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