畢業(yè)設(shè)計論文----d類音頻功率放大器的設(shè)計

1、<p>　　畢業(yè)設(shè)計（論文）說明書</p><p>　　系 部： 電氣工程系 </p><p>　　專 業(yè)： 應(yīng)用電子技術(shù) </p><p>　　題 目： D類音頻功率放大器的設(shè)計 </p><p><b>

2、;　　摘要</b></p><p>　　數(shù)字功率放大器具有模擬功率放大器不可比擬的優(yōu)勢，代表著音響技術(shù)數(shù)字化的新臺階。本系統(tǒng)以高效率D類功率放大器為核心，輸出開關(guān)管采用高速VMOSFET管，連接成互補對稱H橋式結(jié)構(gòu)，最大不失真輸出功率大于1W，平均效率可達到70％左右。D類放大器包括脈寬調(diào)制器和輸出級。</p><p>　　本文首先介紹了聲音的基本特性、音響放大器的技術(shù)指標(biāo)、放

3、大器分類和D類放大器的工作原理，接著進行了D類功放的仿真分析，包括PWM波的形成、頻譜分析等等；然后根據(jù)D類功放的設(shè)計要素，設(shè)計了基于MAXIM公司的10W立體聲/15W單聲道集成芯片MAX9703/MAX9704的D類放大器，并對D類功放的發(fā)展與技術(shù)展望進行了描述。</p><p>　　在本文里，對放大器的各個模塊包括放大電路、比較器電路、三角波產(chǎn)生電路、驅(qū)動電路等進行了設(shè)計和仿真，且達到了預(yù)先設(shè)定的指標(biāo)。&l

4、t;/p><p>　　關(guān)鍵詞: D類放大器 脈寬調(diào)制 高速開關(guān)電路 低通濾波</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　1 引 言5</b></p><p>　　2 音響的基礎(chǔ)知識7</p><p>　　2.1 聲音的基本特性7</p

5、><p>　　2.2 音響的結(jié)構(gòu)及參數(shù)7</p><p>　　2.3 放大器的技術(shù)指標(biāo)7</p><p>　　3 放大器的簡介9</p><p>　　4 D類功放的原理及仿真13</p><p>　　4.1 D類功放的工作原理13</p><p>　　4.2 D類功放的EDA仿真15&l

6、t;/p><p>　　4.2.1 EDA仿真概述15</p><p>　　4.2.2 D放大器原理仿真概述16</p><p>　　4.2.3 輸入信號抽樣――PWM波的形成仿真17</p><p>　　4.2.4 輸出信號PWM波的頻譜仿真分析17</p><p>　　4.3 D類功放的優(yōu)點18</p&g

7、t;<p>　　5 D類功放的硬件設(shè)計19</p><p>　　5.1 D類功放的設(shè)計原理19</p><p>　　5.2 D類功放的設(shè)計要素22</p><p>　　5.2.1 輸出晶體管尺寸選擇22</p><p>　　5.2.2 輸出級保護22</p><p>　　5.2.3 音質(zhì)處理2

8、3</p><p>　　5.2.4 EMI處理25</p><p>　　5.2.5 LC濾波器設(shè)計26</p><p>　　5.2.6系統(tǒng)成本27</p><p>　　5.2.7 散熱注意事項27</p><p>　　5.3 D類功放電路分析與計算31</p><p>　　5.3.1脈

9、寬調(diào)制器（PWM）31</p><p>　　5.3.2 前置放大器33</p><p>　　5.3.3 驅(qū)動電路34</p><p>　　5.3.4 高速開關(guān)電路35</p><p>　　5.3.5 低通濾波40</p><p>　　6 MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器44&

10、lt;/p><p><b>　　6.1 概述44</b></p><p>　　6.2 MAX9703/MAX9704詳細說明44</p><p>　　6.2.1 工作效率44</p><p>　　6.2.2 應(yīng)用信息45</p><p>　　7 D類功放的發(fā)展與技術(shù)展望47</p>

11、;<p>　　7.1 D類功放的不足47</p><p>　　7.2 D類功放的最新發(fā)展——T類功率放大器47</p><p><b>　　結(jié)論48</b></p><p><b>　　致謝49</b></p><p><b>　　參考文獻50</b>&

12、lt;/p><p><b>　　1 引 言</b></p><p>　　音響技術(shù)發(fā)展到今天，音響設(shè)備中大部分已實現(xiàn)了數(shù)字化，如作為音源的CD、DAT、MD、DVD等，數(shù)字調(diào)音臺以及數(shù)字效果器、壓限器、激勵器等周邊設(shè)備也被一些專業(yè)場所使用。而作為音響系統(tǒng)最后環(huán)節(jié)的功率放大器和揚聲器卻長期在數(shù)字化的大門外徘徊。人們對音響重放高保真度的追求是永無止境的，而模擬功率放大器經(jīng)過了

13、幾十年發(fā)展，在技術(shù)上已經(jīng)相當(dāng)成熟，可以說已難于有新的突破。隨著生活水平的提高，環(huán)保與能量的利用率也漸漸成為人們所關(guān)注的問題，正因為這樣，人們再一次把目光投向數(shù)字功放。</p><p>　　其實早在20世紀(jì)60年代末期就有人著手?jǐn)?shù)字放大器的研究，為什么在這數(shù)十年以來的音響發(fā)展歷程，一直不見其產(chǎn)品面市？究其原因，是在數(shù)字音頻放大器的設(shè)計與制作過程中，最大的難題就是高速轉(zhuǎn)換控制系統(tǒng)。因為其需要極高的精確度，但在如何解決

14、脈沖調(diào)制放大在工作時提供持續(xù)穩(wěn)定的線性響應(yīng)，以及如何避免產(chǎn)生輻射脈沖干擾等方面難以取得突破，故一直使脈沖調(diào)制型放大器在音響應(yīng)用領(lǐng)域停滯不前，舉步維艱。如今，隨著脈沖調(diào)制放大電路的技術(shù)瓶頸被逐漸解決，數(shù)字放大器的優(yōu)點日漸突顯，新品不斷推出，也越來越受到人們的關(guān)注了。</p><p>　　低失真，大功率，高效率是對功率放大器提出的普遍要求。模擬功率放大器通過采用優(yōu)質(zhì)元件，復(fù)雜的補償電路，深負反饋，使失真變得很小，但大

15、功率和高效率一直沒有很好的解決。工作在開關(guān)狀態(tài)下的D類功率放大器卻很容易實現(xiàn)，大功率，高效率，低失真。</p><p>　　傳統(tǒng)的音頻功放工作時，直接對模擬信號進行放大，工作期間必須工作于線性放大區(qū)，功率耗散較大，雖然采用推挽輸出，減小了功率器件的承受功率，但在較大功率情況下，仍然對功率器件構(gòu)成極大威脅。功率輸出受到限制。此外，模擬功率放大器還存在以下的缺點:</p><p>　　1.電路

16、復(fù)雜，成本高。常常需要設(shè)計復(fù)雜的補償電路和過流，過壓，過熱等保護電路，體積較大，電路復(fù)雜。</p><p>　　2.效率低，輸出功率不可能做的很大。</p><p>　　D類開關(guān)音頻功率放大器的工作基于PWM模式:將音頻信號與采樣頻率比較，經(jīng)自然采樣，得到脈沖寬度與音頻信號幅度成正比例變化的PWM波，然后經(jīng)過驅(qū)動電路，加到功率MOS的柵極，控制功率器件的開關(guān)，實現(xiàn)放大，將放大的PWM送入濾

17、波器，則還原為音頻信號。</p><p>　　D類功率放大器工作于開關(guān)狀態(tài)，理論效率可達100%，實際的運用也可達80%以上。功率器件的耗散功率小，產(chǎn)生熱量少，可以大大減小散熱器的尺寸，連續(xù)輸出功率很容易達到數(shù)百瓦。功率MOS有自保護電路，可以大大簡化保護電路，而且不會引入非線性失真。</p><p>　　對于高電感的揚聲器，在設(shè)計電路時，是可以省去低通濾波器〔LPF)，這樣可以大大的節(jié)省

18、體積和花費。而且有更高的保真度，這一點，在國外的SVD類功率放大器中已經(jīng)開始運用，如:TEXAS公司的TPA2002D2。</p><p>　　近年來，國外的公司對D類功率放大器進行了研究和開發(fā)，提出了一些方案，但是尚存在了較大的難度，由于采用PWM方式，為了提高音質(zhì)，降低失真，必須提高調(diào)制頻率，但是在較高頻率下，會產(chǎn)生一定的問題，同時，D類功率放大器對器件的要求較高，不利于降低成本。</p>&l

19、t;p><b>　　2 音響的基礎(chǔ)知識</b></p><p>　　2.1 聲音的基本特性</p><p>　　音量:它與聲波的物理量“振幅”有關(guān)，聲波的振幅大，人耳就感覺聲音響，音量大，反之，則聲音輕，音量小，音量的大小是人耳聽音的主觀感覺。</p><p>　　音調(diào):是人耳對聲音調(diào)子高低的主觀感覺，聲調(diào)的高低與聲音的物理量“頻率”對應(yīng)

20、人耳的聽覺范圍:20hz～20KHz稱之為可聽聲，低于20Hz稱為次聲，高于20KHz稱為超聲，人耳對3K～4K的聲音最敏感。</p><p>　　音色:又叫音品或音質(zhì)，它是由聲音的波形決定的，電子管功放的偶次諧波多，奇次諧波少，聲音柔美，甜潤，晶體管功放奇次諧波多，聲音冷艷，清麗。</p><p>　　2.2 音響的結(jié)構(gòu)及參數(shù)</p><p>　　前置放大器和功率

21、放大器，前置放大器承擔(dān)控制任務(wù)為主，對各種節(jié)目源信號進行選擇和處理，對微弱信號放大到0.5-1V，進行各種音質(zhì)控制，以美化音色。功率放大器，承擔(dān)放大任務(wù)，是將前置放大器輸出的音頻信號進行功率放大，以推動揚聲器發(fā)聲。有電壓放大，電流放大，要求是宏亮而不失真。</p><p>　　2.3 放大器的技術(shù)指標(biāo)</p><p><b>　　1.額定功率:</b></p&g

22、t;<p>　　音響放大器輸出失真度小于某一數(shù)值(r<1%)的最大功率稱為額定功率，表達式；P= U/R, U為負載兩端的最大不失真電壓，R為額定負載阻抗。</p><p>　　測量條件如下:信號發(fā)生器輸出頻率為1KH，電壓U=20mV正弦信號。功率放大器的輸出端接額定負載電阻凡(代替揚聲器)，輸入端接U，逐漸增大輸入電壓U，直到U的波形剛好不出現(xiàn)諧波失真(r<1%)，此時對應(yīng)的輸出電壓

23、為最大輸出電壓。測量后應(yīng)迅速減小U，以免損壞功率放大器。</p><p><b>　　2.頻率響應(yīng)</b></p><p>　　放大器的電壓增益相對于中音頻f (1KHz)的電壓增益下降3dB時所對應(yīng)的低音音頻f和高音音頻f稱為放大器的頻率響應(yīng)。</p><p>　　測量條件如下:調(diào)節(jié)音量控制器使輸出電壓約為最大輸出電壓的50%輸入端接音調(diào)控制

24、器，使信號發(fā)生器的輸出頻率f從20Hz-20KHz(保持U=20mV不變)測出負載電阻上對應(yīng)的輸出電壓U。</p><p><b>　　3.輸入靈敏度</b></p><p>　　使音響放大器輸出額定功率時所需的輸入電壓(有效值)稱為靈敏度。</p><p><b>　　4.噪聲電壓</b></p><

25、p>　　使輸入為零時，輸出負載凡上的電壓稱為噪聲電壓U。</p><p>　　測量:使輸入端對地短路，音量電位器為最大值，用示波器觀察輸出負載RL的電壓波形，用交流電壓表測量其有效值。</p><p><b>　　3 放大器的簡介</b></p><p>　　功率放大器通常根據(jù)其工作狀態(tài)分為五類。即A類、AB類、B類、C類、D類。在音頻功

26、放領(lǐng)域中，前四類均可直接采用模擬音頻信號直接輸入，放大后將此信號用以推動揚聲器發(fā)聲。D類放大器比較特殊，它只有兩種狀態(tài)，不是通就是斷。因此，它不能直接輸入模擬音頻信號，而是需要某種變換后再放大。</p><p><b>　　1. A類放大器</b></p><p>　　我們略去電路直接從特性曲線來討論工作狀態(tài)，見圖3-1中左邊為晶體管輸入特性，固定置偏所形成的工作點

27、在Q點，當(dāng)正弦音頻信號輸入時，其幅度未超出線性范圍，集電極工作狀態(tài)處于截止區(qū)和飽和點之內(nèi)，集電極電流為完整的全周導(dǎo)通的正弦波，此時導(dǎo)通角為180度，(導(dǎo)通角是以最小值至最大值之間占全周的部分來計算，全周導(dǎo)通時為180度)。這種放大狀態(tài)失真度較小，只受器件特性曲線的影響，若器件線性好則失真最小，但是，當(dāng)無交流輸入時，有約一半幅度(Q點)的直流電流，其損耗為I × V，故效率是最低的，低于50%，所以這種A類功率放大僅用于很小功率

28、的收音機，助聽器中，也有用于高級的Hi-Fi功放中。</p><p>　　圖3-1 A類放大器</p><p>　　2. B類放大器</p><p>　　圖3-2 B類放大器</p><p>　　靜態(tài)置偏為Q點，處于截止點上，因此信號輸入時，只有半周導(dǎo)通(導(dǎo)通角為90度) ，如圖3-2所示，。集電極輸出半個正弦波。這種狀態(tài)失真度就

29、很大了，所以一般乙類放大器都用雙管做成推挽式，每管工作半周構(gòu)成完整的正弦波以減少失真。乙類狀態(tài)的最大優(yōu)點是無信號時原則上沒有直流電流，因而沒有直流功率損耗，效率超過50%，但由于曲線起始端的非線性，常將推挽放大器的兩管均少量正向置偏，其導(dǎo)通角大于半周，故效率不能做得很高達60%-70%.工作介于AB之間，故又稱AB類功放。其情況如圖3-3, 3-4。</p><p>　　圖3-3 推挽電路形式</p>

30、;<p>　　圖3-4 AB類放大和B類放大</p><p><b>　　3. C類放大器</b></p><p>　　情況如圖3-5，靜態(tài)置偏點在截止點之下，當(dāng)信號輸入時只有超過偏置點部分管子才導(dǎo)通(導(dǎo)通角小于90度)，效率更高，但由于失真過大，難用于音頻功放，多用于高頻功放作為倍頻用，集電極電流呈脈沖狀，諧波豐富，再用高Q電路調(diào)諧于基波頻率，濾處

31、諧波成分，使輸出完整波形的正弦波。</p><p><b>　　C</b></p><p>　　圖3-5 C類放大器 </p><p>　　4. D類放大器</p><p>　　以上各類放大器介紹可知，影響放大器效率的基本因素是無信號時的工作電流，所形成的直流功率損耗。無信號時電流愈大則直流損耗大，效率低。為此，要

32、提高效率則應(yīng)降低工作點，使無信號時，無直流損耗。但是，信號導(dǎo)通角逾小波形失真則愈大，輸出信號中諧波成分增加，這兩個要求矛盾。</p><p>　　如果輸入波形其他邊沿很陡直，降低工作點后，對導(dǎo)通角影響很小，那么失真劣化不大而效率又可以提高。波形陡直的極端狀態(tài)時輸入信號為矩形波，這種波形，無論偏置如何變化，由于前后沿是垂直升降的，導(dǎo)通狀態(tài)都不會變化，這樣就誕生了工作與脈沖放大狀態(tài)的D類放大器。</p>

33、<p>　　D類放大器工作于開關(guān)狀態(tài)，無信號時無電流，而導(dǎo)電時，沒有直流損耗。事實上由于關(guān)斷時器件尚有微小漏電流，而導(dǎo)通時，器件并未完全短路，尚有一定管壓降，故存在較少直流損耗，效率不能達100%，實際在80-90%,是實用放大器中效率最高的。正是由于D類放大器的效率高，100瓦輸出的設(shè)備，直流功耗就十幾瓦，故散熱器就幾個平方厘米，電路板可作的很小，大大減少了體積重量。并且由于工作比音頻高10余倍的脈沖狀態(tài)，電源整流紋波對電

34、路工作影響很小。</p><p>　　D類放大器與線性音頻放大器（如A類、B類和AB類）相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢。對于線性放大器（如AB類）來說，偏置原件和輸出晶體管的線性工作方式會損耗大量功率。因為D類放大器的晶體管只是作為開關(guān)使用的，用來控制流過負載的電流方向，所以輸出級的功耗極低。D類放大器的功耗主要來自輸出晶體管導(dǎo)通阻抗、開關(guān)損耗和靜態(tài)電流開銷。放大器的功耗主要以熱量的形式耗散。D類放大器對散熱器的要求

35、大為降低，甚至可以省去散熱器，因此非常適用于緊湊型大功率應(yīng)用。</p><p>　　近年來，受以下兩個主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉(zhuǎn)，使D類放大器在很多應(yīng)用領(lǐng)域引起了人們的廣泛關(guān)注。首先，是市場需要。D類放大器的某些優(yōu)點推動了手機和LCD平板顯示器這兩個終端設(shè)備市場的迅速發(fā)展。對于手機來說，揚聲器和PTT (Push-to-Talk，一鍵通)模式需要D類放大器的高效率，以延長電池壽命。LCD平板顯示器的發(fā)展

36、對電子器件提出了“低溫運行(cool running)”的需求，這是由于工作溫度的升高將影響顯示顏色對比度。而D類放大器的高效率意味著驅(qū)動電子設(shè)備時功耗更低，使LCD平板顯示器工作時發(fā)熱更少，圖像顯示效果更好。影響D類放大器應(yīng)用的第二個因素便是自身技術(shù)的發(fā)展。根據(jù)市場需要，一些制造商改進了D類放大技術(shù)，使D類放大器具有更理想價格的同時，也具備了與AB類放大器相近的音頻性能。此外，一些新型的D類放大器輸出調(diào)制方案還可以降低實際應(yīng)用的EMI

37、。 </p><p>　　4 D類功放的原理及仿真</p><p>　　4.1 D類功放的工作原理</p><p>　　D類功率放大器的原理，首先將脈沖編碼調(diào)制（PCM，Pulse Code Modulation）音頻數(shù)據(jù)流通過專門的等比特數(shù)字處理器（EquibitDSP）變換為脈寬調(diào)制（PWM，Pulse Width Modulation）的數(shù)據(jù)流。采用脈寬調(diào)制后

38、，音頻信號便成為一系列的用“0”和“1”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度越寬，信號的幅度就越大。將這些脈寬調(diào)制的數(shù)據(jù)流去推功率放大器的常規(guī)晶體輸出管。由于受到脈寬調(diào)制數(shù)據(jù)流的作用，晶體輸出管將迅速地時而飽和導(dǎo)通工作，時而截止不工作。晶體管導(dǎo)通工作時間越長，信號幅度便越大，于是晶體輸出管為揚聲器提供的電流也時而因管子導(dǎo)通而有電流流過，時而因管子截止而沒有電流流過，音頻信息便包含在這些接通、斷開的周期過程中。脈沖串在由晶體管放大后，便由L

39、C低通濾波器進行平滑處理，從而恢復(fù)為原有的音樂波形。</p><p>　　D類放大器的電路工作方式為開關(guān)狀態(tài)，作為放大音頻正弦信號，還需模/數(shù)轉(zhuǎn)換電路，將音頻模擬信號先變?yōu)槊}沖方波，從而進行放大。其原理方塊圖如圖4-1,波形圖如圖4-2。</p><p>　　圖4-1 D類放大器的原理方塊圖</p><p>　　圖4-2將正弦波變?yōu)槊}沖波的脈寬調(diào)制電路</p

40、><p>　　從圖4-1的結(jié)構(gòu)可知，兩個放大器反相連接，實際上構(gòu)成推挽狀態(tài)，起到開關(guān)作用去控制與電源串聯(lián)的負載回路(RL)，低通濾波器LPF可以濾去脈沖波的高頻部分，得到基波成分，所以實際上成為數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換電路，重新將脈沖波還原成為正弦波。從電路看，當(dāng)兩支形狀短路阻抗為0，開路阻抗為無窮大時，電路效率100%。因為揚聲器是感性負載，對于高電感的揚聲器如中頻揚聲器，D類功放可以不用低通濾波器，直接與揚聲器相聯(lián)。

41、</p><p>　　圖4-2表示如何將正弦波變?yōu)槊}沖波，讓脈沖波的寬度受正弦波幅度調(diào)制，稱為PWM信號，即“脈寬調(diào)制”信號。這里沒有應(yīng)用一般概念的A/D變換電路，而是用一個幅度與放大的正弦信號近似的三角波，共同作為變換器輸入，相當(dāng)于反相比較器。當(dāng)三角波幅度大于正弦波幅部分，變換電路輸出"1"；而三角波幅小于正弦波幅處，變換電路均輸出"0"；這樣即將輸入的正弦信號變?yōu)閷挾入S

42、正弦信號波幅變化的PWM波。</p><p>　　D類功放使用的開關(guān)管采用功率型MOSFET，即大功率場效應(yīng)管，并為保證足夠的激勵電壓而設(shè)有驅(qū)動電路，使FET能充分的開啟和關(guān)斷。</p><p>　　圖4-3是PWM波的頻譜，當(dāng)放大單一頻率正弦時，其頻譜中除低頻段存在與輸入信號同頻率的基波成分外，還存在各次諧波的頻譜。因此用LPF低通濾波器就可以濾去高頻諧波而得到正弦基波成分，因此，可使數(shù)

43、模轉(zhuǎn)換電路非常簡化。</p><p>　　圖4-3 PWM波的頻譜</p><p>　　4.2 D類功放的EDA仿真</p><p>　　4.2.1 EDA仿真概述</p><p>　　EDA（Electronic Design Automation ）是指以計算機為工作平臺，融合應(yīng)用電子技術(shù)、計算機技術(shù)、智能化技術(shù)最新成果而研制成功的電

44、子CAD通用軟件包。主要能輔助進行三方面的設(shè)計工作，既IC設(shè)計、電子電路設(shè)計和PCB設(shè)計。EDA技術(shù)經(jīng)過了三個階段的發(fā)展。從70年代的（CAD）階段和80年代的（CAE）階段，到90年代的電子系統(tǒng)設(shè)計自動化（EDA）階段。EDA技術(shù)代表了當(dāng)今電子設(shè)計技術(shù)的最新發(fā)展方向。它不僅為電子技術(shù)設(shè)計人員提供了“自頂向下”的設(shè)計理念，同時也為教學(xué)提供了一個極為便捷的、科學(xué)的實驗教學(xué)平臺。電工電子類專業(yè)課程中的電工基礎(chǔ)、模擬電子技術(shù)、數(shù)字電子技術(shù)都可

45、以通過EDA仿真軟件，進行電路圖的繪制、設(shè)計、仿真試驗和分析。</p><p>　　本課題研究時采用簡單易用的EWB軟件，其操作簡單、直觀，對計算機的要求低，特別適合初學(xué)者和在校的學(xué)生使用。</p><p>　　圖4－4給出了電路建模EDA仿真分析時一般的步驟根據(jù)流程圖的步驟，重點應(yīng)該做好課題建模、儀器的連接、運行仿真試驗、分析結(jié)果等工作。建模過程中，各級電路的元器件參數(shù)選擇必須 

46、;準(zhǔn)確，應(yīng)防止節(jié)點的虛脫和注意地端的連接。測試儀器的使用，應(yīng)注意相關(guān)的對話框設(shè)置，做到各項選擇符合其電路要求。運行仿真試驗的目的就是得出分析數(shù)據(jù)、電路波形特性及各種相關(guān)參數(shù)。</p><p>　　圖4－4 EDA仿真分析流程圖</p><p>　　4.2.2 D放大器原理仿真概述</p><p>　　根據(jù)上面的研究，D類音頻功率放大器主要有三角波發(fā)生器、電壓比較器、

47、場效應(yīng)管驅(qū)動電路和低通濾波器構(gòu)成，現(xiàn)將仿真電路設(shè)計如下。</p><p>　　圖4－5 D類放大器的仿真電路</p><p>　　其中輸入信號為1KHz的正弦波，抽樣信號為200KHz由的三角波，由EWB中的信號發(fā)生器提供，幅度為2V，占空比為50％；電壓比較器采用EWB中的理想運算放大器，輸出的極值為－5V～＋5V；場效應(yīng)管驅(qū)動電路采用理想場效應(yīng)管構(gòu)成的開關(guān)放大電路；低通濾波器為LC二階

48、濾波器。</p><p>　　4.2.3 輸入信號抽樣――PWM波的形成仿真</p><p>　　圖4－6 PWM波的形成仿真</p><p>　　4.2.4 輸出信號PWM波的頻譜仿真分析</p><p>　　圖4－7 傅里葉分析的設(shè)置</p><p>　　4.3 D類功放的優(yōu)點</p><p&g

49、t;　　在傳統(tǒng)晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時連續(xù)輸出電流的晶體管。實現(xiàn)音頻系統(tǒng)放大器許多可能的類型包括A類放大器，AB類放大器和B類放大器。與D類放大器設(shè)計相比較，即使是最有效的線性輸出級，它們的輸出級功耗也很大。這種差別使得D類放大器在許多應(yīng)用中具有顯著的優(yōu)勢，因為低功耗產(chǎn)生熱量較少，節(jié)省印制電路板(PCB)面積和成本，并且能夠延長便攜式系統(tǒng)的電池壽命。 </p><p>　　和模擬功率放大器相比較，D類功

50、率放大器有以下明顯優(yōu)勢： </p><p>　?。?）直接接收CD、DVD等數(shù)字音源輸出的同軸或光纖數(shù)字音頻信號，直接以數(shù)字信號進行放大，體現(xiàn)了與數(shù)字音源的完美結(jié)合。 </p><p>　?。?）高、中、低頻無相對相移，聲音清晰透明，聲像定位準(zhǔn)確。由于采用無負反饋的放大電路、數(shù)字濾波器等處理技術(shù)，可以將輸出濾波器的截止頻率設(shè)計得較高，從而保證在20Hz~20kHz內(nèi)得到平坦的幅頻特性和很好

51、的相頻特性。 </p><p>　?。?）瞬態(tài)響應(yīng)好，即“動態(tài)特性”好。由于它不需傳統(tǒng)功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲備，加之無模擬放大、無負反饋的牽制，故具有更好的“動力”特征。 </p><p>　?。?）無過零失真。傳統(tǒng)功放一般都存在由于對管配對及各級調(diào)整不佳產(chǎn)生的過零、交越失真。 </p><p>　?。?）能量轉(zhuǎn)換效率極高，體積小，可靠性

52、高。耗電量僅為同功率等級模擬放大器的三分之一。其電源使用效率高達90%以上，節(jié)約能源，也符合環(huán)保要求。而B類放大器效率僅為78%（理論值），A類功放的效率就更低。由于D類功放極高的效率，半導(dǎo)體器件的溫升明顯減小，失真率也就顯著減小。 </p><p>　?。?）適合于大批量生產(chǎn)。產(chǎn)品的一致性好，生產(chǎn)中無需調(diào)試，只要保證元器件正確安裝即可。</p><p>　　5 D類功放的硬件設(shè)計<

53、/p><p>　　5.1 D類功放的設(shè)計原理</p><p>　　在音響領(lǐng)域里人們一直堅守著A類功放的陣地。認(rèn)為A類功放聲音最為清新透明，具有很高的保真度。但是，A類功放的低效率和高損耗卻是它無法克服的先天頑跌。B類功放雖然效率提高很多，但實際效率僅為50％左右，在小型使撓式音響設(shè)備如汽車功放、筆記本電腦音頻系統(tǒng)和專業(yè)超大功率功放場合，仍感效率偏低不能令人滿意。所以，效率極高的D類功放，因其符

54、合綠色華命的潮流正受著各方面的重視。</p><p>　　由于集成電路技術(shù)的發(fā)展，原來用分立幾件制作的很復(fù)雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論在技術(shù)上還是在價格上均已不成問題。而且近年來數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn)D類功放與數(shù)字音響有很多相通之處，進一步顯示出D類功放的發(fā)展優(yōu)勢。</p><p>　　D類功放是放大力件處于開關(guān)工作狀態(tài)的一種放大模式。無倍號輸入時放大器處于截止?fàn)顟B(tài)，不耗電。工作時，靠輸入

55、信號讓晶體管進入飽和狀態(tài)，晶體管相當(dāng)于一個接通的開關(guān)，把電源與負載直接接通*理想晶體管因為沒有飽和壓降而不耗電，實際上晶體管總會有很小的飽和壓降而消耗部分電能。這種耗電只與管子的特性有關(guān)，而與信號輸出的大小無關(guān)，所以特別有利于超大功率的場合。在理想情況下，D類功放的效率為100％，B類功放的效率為78．5％，A類功放的效率才50％或25％(按負載方式而定)。</p><p>　　D類功放實際上只具有開關(guān)功能，早期

56、僅用于繼電器和電機等執(zhí)行元件的開關(guān)控制電路中。然而，開關(guān)功能(也就是產(chǎn)生數(shù)字信號的功能)隨著數(shù)字音頻技術(shù)研率的不斷深入，用于Hi—F1音頻放大的道路卻口益暢通。20世紀(jì)60年代，設(shè)計人員開始研究D類功故用于音頻的放大技術(shù)，70年代Bose公司就外始生產(chǎn)D類汽車功放。一方面汽車用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無法放入有大散熱板結(jié)構(gòu)的功故，兩者都希望有D類這樣高效的放大器來放大音頻信號。共今關(guān)鍵的一步就是村音頻信號的調(diào)制。<

57、/p><p>　　圖5-1是D類功放的基本結(jié)構(gòu)，可分為三個部分：</p><p>　　圖5-1 D類功放的基本結(jié)構(gòu)</p><p>　　第一部分為調(diào)制器，最簡單的只需用一只運放構(gòu)成比較器即可完成。把原始音頻信號加上一定直流偏置后故在運放的正輸入端，另通過自激振蕩生成一個三角形波加到運放的負輸入端。當(dāng)正端上的電位高于負端三角波電位時，比較器輸出為高電平，反之則輸出低電平。

58、若音頻輸入信號為零、直流偏置置三角波峰值的1/2，則比較器輸出的高低電平持續(xù)的時間一樣，輸出就是一個占空比為1﹕1的方波。當(dāng)有音頻信號輸入時，正半周期間，比較器輸出高電平的時間比低電乎長，方波的占空比大于1：1，負半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號幅度高于三角波幅度的時間卻大為減少，方被占空比小于1：1。這樣，比較器輸出的波形就是一個脈沖寬度被音頻信號幅度調(diào)制后的波形，稱為PWM(Pulse Wi

59、dth Modulation脈寬調(diào)制)或PDM(Pulse Duration Modulation 脈沖持續(xù)時間調(diào)制)波形。音頻信息被調(diào)制到脈沖波形中。</p><p>　　第二部分就是D類功故，這是一個脈沖控制的大電流開關(guān)放大器，把比較器輸出的PWM信號變成高電壓、大電流的大功率PWM信號。能夠輸出的最大功率由負載、電源電壓和晶體管允許流過的電流來決定。</p><p>　　第三部分需把

60、大功率PWM波形中的聲音信息還原出來。方法很簡單，只需要用一個低通濾波器。但由于此時電流很大，RC結(jié)構(gòu)的低通濾波器電阻會耗能，不能采用，必須使用Lc低通濾波器。當(dāng)占空比大于1：1的脈沖到來時，C的充電時間大子放電時間，輸出電平上升；窄脈沖到來時，放電時間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號的幅度變化相—致，所以原音頻傳號被恢復(fù)出來，見圖5-2。</p><p>　　圖5-2 模擬D類功放工作原理</p>

61、<p>　　D類功放設(shè)計考慮的角度與AB類功放完全不同。此時功放管的線性已沒有太大意義，更重要的是開關(guān)響應(yīng)和飽和壓降。由于功放管處理的脈沖頻率是音頻信號的幾十倍，且要求保持良好的脈沖前后沿，所以管子的開關(guān)響應(yīng)要好。另外，整機的效率全在于管子飽和壓降引起的管耗。所隊飽和管壓降小不但效率高，功放管的散熱結(jié)構(gòu)也能得到簡化。若干年前，這種高頻大功率管的價格昂貴，在一定程度上限制了D類功放的發(fā)展。現(xiàn)在小電流控制大電流的MOSFET已

62、普遍運用于工業(yè)領(lǐng)域，特別是近年來UHC MOSFET已在Hi-Fi功放上應(yīng)用，器件的障礙已經(jīng)消除。</p><p>　　調(diào)制電路也是D類功放的一個特殊環(huán)節(jié)。要把20KHz以下的音頻調(diào)制成PWM信號，三角波的頻率至少要達到200KHz。頻率過低達到同樣要求的THD標(biāo)準(zhǔn)，對無源LC低通濾波器的元件要求就高，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。頻率高，輸出波形的鋸齒小，更加接近原波形，THD就小，而且可以用低數(shù)值、小體積和精度要求相對差一些的電

63、感和電容來制成濾波器，造價相應(yīng)降低。但此時晶體管的開關(guān)損耗會隨頻率上升而上升，無源器件小的高頻損耗、射頻的趨膚效應(yīng)都會使整機效率下降。更高的調(diào)制頻率還會出現(xiàn)射頻干擾，所以調(diào)制頻率也不能高于1MHZ。</p><p>　　同時，三角波形的形狀、頻率的準(zhǔn)確性和時鐘信號的抖晃都會影響到以后復(fù)原的信號與原信號不同而產(chǎn)生失真。所以要實現(xiàn)高保真，出現(xiàn)了很多與數(shù)字音響保真相同的考慮。</p><p>　

64、　還有一個與音質(zhì)有很大關(guān)系的因素就是位于驅(qū)動輸出與負載之間的無源濾波器。該低通濾被器工作在大電流下，負載就是音箱。嚴(yán)格地講，設(shè)計時應(yīng)把音箱阻抗的變化一起考慮進去，但作為一個功放產(chǎn)品指定音箱是行不通的，所以D類功放與音箱的搭配小更有發(fā)燒友馳騁的天地。實驗證明，當(dāng)失真要求在0.5％以下時，用二階Butterworth最平坦響應(yīng)低通濾波器就能達到要求。如要求更高則需用四階濾波器，這時成本和匹配等問題都必須加以考慮。</p>&l

65、t;p>　　5.2 D類功放的設(shè)計要素</p><p>　　雖然利用D類放大器的低功耗優(yōu)點有力推動其音頻應(yīng)用，但是有一些重要問題需要設(shè)計考慮，包括：輸出晶體管尺寸選擇；輸出級保護；音質(zhì)處理；抗電磁干擾( EMI)；LC濾波器設(shè)計；系統(tǒng)成本；散熱。 </p><p>　　5.2.1 輸出晶體管尺寸選擇</p><p>　　選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調(diào)理

66、范圍內(nèi)降低功耗。當(dāng)傳導(dǎo)大的IDS時保證VDS很小，要求輸出晶體管的導(dǎo)通電阻(RON)很小(典型值為0.1W～0.2W)。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容(CG)。開關(guān)電容柵極驅(qū)動電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關(guān)頻率。如果電容或頻率太高，這個“開關(guān)損耗”就會過大，所以存在實際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導(dǎo)期間將IDS×VDS損失降至最小與將開關(guān)損耗降至最小之間的一個折衷。在高輸出功率情

67、況下，功耗和效率主要由傳導(dǎo)損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關(guān)損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開關(guān)應(yīng)用中的總功耗，從而提供開關(guān)頻率選擇上的靈活性。</p><p>　　5.2.2 輸出級保護</p><p>　　輸出級必須加以保護以免受許多潛在危險條件的危害： </p><p>　　過熱: 盡管D類放大器輸出級功

68、耗低于線性放大器，但如果放大器長時間提供非常高的功率，仍會達到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險，需要溫度監(jiān)視控制電路。在簡單的保護方案中，當(dāng)通過一個片內(nèi)傳感器測量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時，輸出級關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過關(guān)斷閾值的二進制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強制不發(fā)出聲音。&

69、lt;/p><p>　　輸出晶體管過流: 如果輸出級和揚聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導(dǎo)通電阻狀態(tài)不會出現(xiàn)問題，但如果這些結(jié)點不注意與另一個結(jié)點或正、負電源短路，會產(chǎn)生巨大的電流。如果不經(jīng)核查，這個電流會破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡單保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關(guān)斷。在比較復(fù)雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時允許放大器

70、連續(xù)工作而無須關(guān)斷。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關(guān)斷。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現(xiàn)暫時的大瞬態(tài)電流時保持放大器安全工作。 </p><p>　　欠壓: 大多數(shù)開關(guān)輸出級電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時才能正常工作。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會出現(xiàn)問題。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當(dāng)電源電壓大于欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。</p><p>　　

71、圖5-3 輸出級晶體管的先合后開開關(guān) </p><p>　　輸出晶體管導(dǎo)通時序 : MH和ML輸出級晶體管(見圖5-3)具有非常低的導(dǎo)通電阻。因此，避免MH和ML同時導(dǎo)通的情況很重要，因為它會產(chǎn)生一個從VDD到VSS的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導(dǎo)通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)

72、生。兩個晶體管都斷開的時間間隔稱為非重疊時間或死區(qū)時間。</p><p>　　5.2.3 音質(zhì)處理</p><p>　　在D類放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個問題。</p><p>　　“卡搭”聲：當(dāng)放大器導(dǎo)通或斷開時發(fā)出的卡搭聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類放大器中，除非當(dāng)放大器靜噪或非靜噪時特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級時序和LC濾波器狀態(tài)。<

73、;/p><p>　　信噪比(SNR):為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對于便攜式應(yīng)用的低功率放大器，SNR通常應(yīng)當(dāng)超過90 dB，對于中等功率設(shè)計SNR應(yīng)當(dāng)超過100 dB，對于大功率設(shè)計應(yīng)當(dāng)超過110 dB。這對于各種放大器是可以達到的，但在放大器設(shè)計期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達到滿意的總體SNR。</p><p>　　失真機理: 失真機理包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實現(xiàn)中的非線性，以及為了

74、解決沖擊電流問題輸出級所采用的死區(qū)時間。</p><p>　　在D類調(diào)制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區(qū)時間對于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的。其它失真源包括：輸出脈沖上升時間和下降時間的不匹配，輸出晶體管柵極驅(qū)動電路時序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的

75、非線性。</p><p>　　電源抑制 (PSR): 在下圖所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因為輸出級晶體管通過一個非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。</p><p>　　圖5-4 D類開環(huán)放大器框圖 </p><p>　　如果不解決失真問題和電源問題，就

76、很難達到PSR優(yōu)于10 dB，或總諧波失真(THD)優(yōu)于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質(zhì)的高階失真。</p><p>　　使用具有高環(huán)路增益的反饋(正如在許多線性放大器設(shè)計中所采用的)幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過在反饋環(huán)路中包括的揚聲器進行衰減。在精心設(shè)計的閉環(huán)D類放大器中，可以達到PSR > 60 dB和THD <

77、 0.01%的高保真音質(zhì)。</p><p>　　但反饋使得放大器的設(shè)計變得復(fù)雜，因為必須滿足環(huán)路的穩(wěn)定性(對于高階設(shè)計是一種很復(fù)雜的考慮)。連續(xù)時間模擬反饋對于捕獲有關(guān)脈沖時序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實現(xiàn)中，這會增加管芯成本。</p><p>　　為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產(chǎn)品用一

78、個數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測電源變化，并且用調(diào)整調(diào)制器進行補償。這樣可以改善PSR，但不會解決任何失真問題。其它的數(shù)字調(diào)制器試圖對預(yù)期的輸出級時序誤差進行預(yù)補償，或?qū)Ψ抢硐氲恼{(diào)制器進行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質(zhì)要求寬松的應(yīng)用，可通過這些開環(huán)D類放大器進行處理，但對于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。</p><p>　　5.2.4 EMI處理</p><

79、;p>　　D類放大器輸出的高頻分量值得認(rèn)真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產(chǎn)生大量EMI并且干擾其它設(shè)備的工作。</p><p>　　兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導(dǎo)的信號。D類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo)EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設(shè)計方法減少D類放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。</p><p>　　一條有用的原則是將

80、承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因為與EMI相關(guān)的強度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個LC濾波器(包括揚聲器接線)的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅(qū)動和回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最小(揚聲器使用雙絞線對接線很有幫助)。另一個要注意的地方是當(dāng)輸出級晶體管柵極電容開關(guān)時會產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個電荷來自儲能電容，從而形成一個包含兩個電容的電流環(huán)路。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的EM

81、I影響，意味著儲能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對它充電。</p><p>　　有時，插入與放大器電源串聯(lián)的RF厄流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會沿電源線長距離傳導(dǎo)。</p><p>　　如果柵極驅(qū)動非重疊時間非常長，揚聲器或LC濾波器的感應(yīng)電流會正向偏置輸出級晶體管端的寄生二極管。當(dāng)非重疊時間結(jié)束時，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪?。在二極管完全斷開之前，

82、會出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI源。通過保持非重疊時間非常短(還建議將音頻失真減至最小)使EMI減至最小。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基(Schottky)二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，以轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一直導(dǎo)通。這很有幫助，因為Schottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。</p><p>　　具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場

83、輸電線影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射。</p><p>　　5.2.5 LC濾波器設(shè)計</p><p>　　為了節(jié)省成本和PCB面積，大多數(shù)D類放大器的LC濾波器采用二階低通設(shè)計。下圖示出一個差分式二階LC濾波器。揚聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚聲器阻抗有時近似于簡單的電阻，但實際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無功分量。要獲

84、得最佳濾波器設(shè)計效果，設(shè)計工程師應(yīng)當(dāng)總是爭取使用精確的揚聲器模型。</p><p>　　圖5-5 差分開關(guān)輸出級和LC低通濾波器</p><p>　　常見的濾波器設(shè)計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對于高達20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯(Butterworth)響應(yīng)(以達到最大平坦通

85、帶)。對于常見的揚聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的L值和C值，表5-1給出了標(biāo)稱元器件值及其相應(yīng)的近似Butterworth響應(yīng)。</p><p>　　表5-1 標(biāo)稱元器件值</p><p>　　如果設(shè)計不包括揚聲器反饋，揚聲器THD會對LC濾波器元器件的線性度敏感。</p><p>　　電感器設(shè)計考慮因素：設(shè)計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及繞線電阻。<

86、;/p><p>　　額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。</p><p>　　通過在磁芯周圍繞線而形成電感。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長度相關(guān)的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的繞線或選用要求

87、繞線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯，用以提供需要的電感。</p><p>　　最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響EMI，正如上面所提到的。</p><p><b>　　5.2.6系統(tǒng)成本</b></p><p>　　D類放大器的有源器件是開關(guān)輸出級和調(diào)制器。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。&

88、lt;/p><p>　　D類放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本(以及PCB面積)，例如，散熱片或風(fēng)扇。D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當(dāng)驅(qū)動數(shù)字音頻源時，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)將音頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。對于處理模擬輸入的D類放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對于數(shù)字輸入的D類放大器有效地集成了DAC功能。</p><p>　　另一方面，D類放大器的主要成本缺點

89、是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競爭力，因為在散熱裝置節(jié)省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。在極個別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應(yīng)用中的一個問題。</p><

90、p>　　5.2.7 散熱注意事項</p><p>　　D類放大器相比AB類放大器具有更高的效率和更好的熱性能。盡管如此，使用D類仍然需要放大器時慎重考慮其散熱。</p><p>　　1. 連續(xù)正弦波與音樂</p><p>　　在實驗室評估D類放大器性能時，常使用連續(xù)正弦波作為信號源。盡管使用正弦波進行測量比較方便，但這樣的測量結(jié)果卻是放大器在最壞情況下的熱負載

91、。如果用接近最大輸出功率的連續(xù)正弦波驅(qū)動D類放大器，則放大器常常會進入熱關(guān)斷狀態(tài)。 </p><p>　　常見的音源，包含音樂和語音，其RMS值往往比峰值輸出功率低得多。通常情況下，語音的峰值與RMS功率之比(即波峰因數(shù))為12dB，而音樂的波峰因數(shù)為18dB至20dB。圖5-6所示為時域內(nèi)音頻信號和正弦波的波形圖，給出了采用示波器測量兩者RMS值的結(jié)果。雖然音頻信號峰值略高于正弦波，但其RMS值大概只有正弦波的

92、一半。同樣，音頻信號可能存在突變，但正如測量結(jié)果所示，其平均值仍遠低于正弦波。雖然音頻信號可能具有與正弦波相近的峰值，但在D類放大器表現(xiàn)出來的熱效應(yīng)卻大大低于正弦波。因此，測量系統(tǒng)的熱性能時，最好使用實際音頻信號而非正弦波作為信號源。如果只能使用正弦波，則所得到的熱性能要比實際系統(tǒng)差。圖5-6正弦波的RMS值高于音頻信號的RMS值，意味著用正弦波測試時，D類放大器的發(fā)熱更大。 </p><p>　　圖5-6正弦波

93、的RMS值</p><p>　　2. PCB的散熱注意事項</p><p>　　在工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)TQFN封裝中，裸露的焊盤是IC散熱的主要途徑。對底部有裸露焊盤的封裝來說，PCB及其敷銅層是D類放大器主要的散熱渠道。如圖5-7所示，將D類放大器貼裝到常見的PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤焊接到大面積敷銅塊。盡可能在敷銅塊與臨近的具有等電勢的D類放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。本文的案

94、例中，敷銅層與散熱焊盤的右上方和右下方相連(如圖5-7)。敷銅走線應(yīng)盡可能寬，因為這將影響到系統(tǒng)的整體散熱性能。 </p><p><b>　　圖5-7 裸露焊盤</b></p><p>　　D類放大器采用TQFN或TQFP封裝時，裸露焊盤是其主要散熱通道。 </p><p>　　與裸露焊盤相接的敷銅塊應(yīng)該用多個過孔連到PCB背面的其他敷銅塊上

95、。該敷銅塊應(yīng)該在滿足系統(tǒng)信號走線的要求下具有盡可能大的面積。 </p><p>　　盡量加寬所有與器件的連線，這將有益于改善系統(tǒng)的散熱性能。雖然IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實際應(yīng)用中仍然會有少量發(fā)熱。圖5-8給出的PCB中，采用寬的連線將D類放大器的輸出與圖右側(cè)的兩個電感相連。在這種情況下，電感的銅芯繞線也可為D放大器提供額外的散熱通道。雖然對整體熱性能的改善不到10%，但這樣的改善卻會給系統(tǒng)帶來兩種截然不

96、同的結(jié)果 - 即使系統(tǒng)具備較理想的散熱或出現(xiàn)較嚴(yán)重的發(fā)熱。圖5-8 D類放大器右邊的寬走線有助于導(dǎo)熱。 </p><p>　　圖5-8 D類放大器 </p><p><b>　　3. 輔助散熱</b></p><p>　　當(dāng)D類放大器在較高的環(huán)境溫度下工作時，增加外部散熱片可以改善PCB的熱性能。該散熱片的熱阻必須盡可能小，以使散熱性能最佳。采

97、用底部的裸露焊盤后，PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。圖5-9給出了一個PCB表貼散熱片(218系列)。該散熱片焊接在PCB上，是兼顧尺寸、成本、裝配方便性和散熱性能的理想選擇。當(dāng)D類放大器工作在較高環(huán)境溫度下，可能需要如圖示的SMT散熱片</p><p>　　圖5-9 SMT散熱片</p><p><b>　　4．

98、 負載阻抗</b></p><p>　　D類放大器MOSFET輸出級的導(dǎo)通電阻會影響它的效率和峰值電流能力。降低負載的峰值電流可減少MOSFET的I2R損耗，進而提高效率。要降低峰值電流，應(yīng)在保證輸出功率，以及D類放大器的電壓擺幅以及電源電壓的限制的條件下，選擇最大阻抗的揚聲器，如圖5-10所示。本例中，假設(shè)D類放大器的輸出電流為2A，電源電壓范圍為5V至24V。電源電壓大于等于8V時，4的負載電流將

99、達到2A，相應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為8W。如果8W的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個12揚聲器和15V供電電壓，此時的峰值電流限制在1.25A，對應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為9.4W。此外，12負載的工作效率要比4負載的高出10%到15%，降低了功耗。實際效率的提高根據(jù)不同D類放大器而異。雖然大多數(shù)揚聲器的阻抗都采用4或8，但也可采用其他阻抗的揚聲器實現(xiàn)更高效的散熱。</p><p>　　圖5-10輸出功率 <

100、;/p><p>　　另外還需要注意音頻帶寬內(nèi)負載阻抗的變化。揚聲器是一個復(fù)雜的機電系統(tǒng)，具有多種諧振元件。換言之，8的揚聲器只在很窄的頻帶內(nèi)才呈現(xiàn)出8阻抗。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會大于其標(biāo)稱值，如圖5-11示。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚聲器的阻抗都會遠大于其8的標(biāo)稱值。然而，高頻揚聲器和分頻網(wǎng)絡(luò)的存在將降低阻抗值。因此必須考慮系統(tǒng)的總阻抗以確保足夠的電流驅(qū)動能力和散熱性能。8阻抗、13cm口徑揚聲器的阻抗隨頻率改變

101、而急劇變化。 </p><p>　　圖5-11 揚聲器的阻抗的變化</p><p><b>　　5． 結(jié)論</b></p><p>　　D類放大器的效率相比AB類放大器有很大提高。雖然這一效率優(yōu)勢降低了系統(tǒng)設(shè)計時對散熱性能設(shè)計的要求，但仍然不能完全忽視系統(tǒng)散熱。但是，如果能夠遵循良好的設(shè)計原則并且設(shè)定合理的設(shè)計目標(biāo)，使用D類放大器可使音頻系統(tǒng)設(shè)

102、計更簡單。 </p><p>　　5.3 D類功放電路分析與計算</p><p>　　5.3.1脈寬調(diào)制器（PWM）</p><p>　　1． 方案論證與比較</p><p>　　方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實現(xiàn)</p><p>　　方案二：采用圖5-12所示方式來實

103、現(xiàn)。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。 若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。</p><p>　　圖5-12 脈寬調(diào)制器</p><p>　　2． 三角波產(chǎn)生電路</p><p>　　該電路我們采用滿幅運放TLC4502及高速精密電壓比較器LM311來實現(xiàn)(電路如圖5-13所示)。 TLC45

104、02不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可達到發(fā)揮部分對功放在低電壓下正常工作的要求。</p><p>　　圖5-13三角波產(chǎn)生電路</p><p>　　載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實現(xiàn)，選擇150KHz的載波，使用四階Butterworth LC濾波器，輸出端對載頻的衰減大于60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻

105、率為150 kHz。</p><p>　　電路參數(shù)的計算：在5v單電源供電下，我們將運放5腳和比較器3腳的電位用R8調(diào)整為2.5v，同時設(shè)定輸出的對稱三角波幅度為1v(Vp_p＝2V)。若選定R10為100 kΩ，并忽略比較器高電平時R11上的壓降，則R9的求解過程如下：</p><p>　　(5-2.5)/100=1/R9, R9=100/2.5=40KΩ</p><

106、p><b>　　取R9為39kΩ。</b></p><p>　　選定工作頻率為f=150kh，并選R7+R6=20kΩ，則電容C3的計算過程如下：對電容的恒流充電或放電電流為</p><p>　　I=(5-2.5)/R7+R6=2.5/(R7+R6)</p><p>　　則電容兩端最大電壓值為</p><p>　　

107、其中T為半周期，T=T/2=1/2f。V的最大值為2V，則</p><p>　　2=2.5/C4(R7+R6)×1/2f</p><p>　　C4=2.5/(R7+R6)4f=2.5/20×1000×4×150×1000≈208.3pF</p><p>　　取C4=220pF,R7=10KΩ,R6采用20KΩ可調(diào)電位