均衡器畢業(yè)論文

1、<p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　1 緒論1</b></p><p><b>　　1.1引言1</b></p><p>　　1.2 均衡的研究發(fā)展概況2</p><p>　　1.3 本論文的研究內(nèi)容及主要工作3</p&g

2、t;<p>　　2 信道、碼間干擾及均衡技術(shù)4</p><p><b>　　2.1 信道4</b></p><p>　　2.1.1 恒參信道5</p><p>　　2.1.2 變參信道6</p><p>　　2．2 通信信道的仿真模型7</p><p>　　2.3 碼間干擾

3、8</p><p>　　2.4 均衡器的原理和特點(diǎn)10</p><p>　　2.5 本章小結(jié)11</p><p>　　3 均衡器的結(jié)構(gòu)12</p><p>　　3.1 線性橫向均衡器12</p><p>　　3.2 分?jǐn)?shù)間隔均衡器14</p><p>　　3.3 本章小結(jié)18<

4、;/p><p>　　4 線性均衡器的研究19</p><p>　　4.1 迫零均衡器實(shí)現(xiàn)19</p><p>　　4.2 迫零均衡器基于MATLAB仿真20</p><p>　　4.2.1 Matlab軟件介紹20</p><p>　　4.2 .2 Matlab仿真20</p><p>　

5、　4.2.3 設(shè)計(jì)調(diào)用函數(shù)21</p><p>　　4.2.4迫零均衡器系統(tǒng)仿真22</p><p>　　4.2.5 線性均衡器誤碼性能的仿真研究結(jié)果23</p><p><b>　　5 總結(jié)28</b></p><p><b>　　參考文獻(xiàn)29</b></p><p

6、><b>　　致謝30</b></p><p><b>　　附錄31</b></p><p><b>　　1緒論</b></p><p><b>　　1.1引言</b></p><p>　　通常信道特性是一個(gè)復(fù)雜的函數(shù)，它可能包括各種線性失真、非

7、線性失真、交調(diào)失真、衰落等。同時(shí)由于信道的遲延特性和損耗特性隨時(shí)間做隨機(jī)變化，因此信道特性往往只能用隨機(jī)過程來描述，例如在蜂窩式移動(dòng)通信中，電磁波會(huì)因?yàn)榕鲎驳浇ㄖ锘蛘呤瞧渌矬w而產(chǎn)生反射、散射、繞射，此外發(fā)射端和接收端還會(huì)受到周圍環(huán)境的干擾，從而產(chǎn)生時(shí)變現(xiàn)象，其結(jié)果為信號(hào)能量會(huì)由不止一條路徑到達(dá)接收天線，我們稱之為多徑傳播。</p><p>　　數(shù)字信號(hào)經(jīng)過這樣的信道傳輸以后，由于受到了信道的非理想特性的影響，

8、在接收端就會(huì)產(chǎn)生碼間干擾(ISI)，使系統(tǒng)誤碼率上升，嚴(yán)重情況下使系統(tǒng)無法繼續(xù)正常工作。理論和實(shí)踐證明，在接收系統(tǒng)中插入一種濾波器，可以校正和補(bǔ)償系統(tǒng)特性，減少碼間干擾的影響。這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱為均衡器。校正可以從頻域和時(shí)域兩個(gè)不同的角度考慮：在頻域校正稱為頻域均衡，它是通過調(diào)整均衡器使信道和均衡器總的頻譜特性符合理想低通特性或等效低通特性，從而實(shí)現(xiàn)無碼間干擾傳輸，若從時(shí)域考慮問題，它是以奈氏第一準(zhǔn)則為依據(jù)，通過調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)

9、，在時(shí)域波形上把畸變了的信號(hào)校正為在取樣點(diǎn)上無碼間干擾的波形，我們把這種均衡稱為時(shí)域均衡。隨著數(shù)字信號(hào)處理理論和超大規(guī)模集成電路的發(fā)展，時(shí)域均衡已成為當(dāng)今高速數(shù)字通信中所使用的主要方法。調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)的方法有手動(dòng)調(diào)整和自動(dòng)調(diào)整,其中迫零均衡器就是其中一種，迫零均衡器具體實(shí)現(xiàn)具有很多種，最簡單的是預(yù)置式自動(dòng)均衡器。</p><p>　　均衡器從結(jié)構(gòu)上可以分為三大類即線性、非線性均衡器和格型均衡器，從延遲線抽頭間

10、隔上分為碼元間隔抽頭和分?jǐn)?shù)間隔抽頭均衡器。均衡技術(shù)主要有三類：線性均衡、判決反饋均衡和最大似然序列估計(jì)（MLSE）。許多濾波器結(jié)構(gòu)都用來實(shí)現(xiàn)線性和非線性均衡器，而且，每種結(jié)構(gòu)都有許多算法用來調(diào)整均衡器。如果判決信號(hào)不作為均衡器的反饋信號(hào)，這樣的均衡器稱為線性均衡器；相反，如果判決信d(k)在輸出的同時(shí)又被反饋回均衡器的前端,這樣的均衡器叫做非線性均衡器。</p><p>　　迫零均衡器本質(zhì)上是一個(gè)能夠手動(dòng)對(duì)系數(shù)進(jìn)

11、行調(diào)整的濾波器，迫零均衡器由于是對(duì)未知的時(shí)變信道作出補(bǔ)償，因而它需要有特別的算法來更新系數(shù)，以跟蹤信道的變化。均衡器算法的研究是很復(fù)雜的，從總體上可分為迫零算法、最小均方(LMS)算法和遞歸最二乘(RLS)算法。其中抽頭延遲的線性濾波器結(jié)構(gòu)是均衡器結(jié)構(gòu)中最簡單最常用的模型。</p><p>　　1.2 均衡的研究發(fā)展概況 </p><p>　　均衡技術(shù)最早應(yīng)用于電話信道，由于電話信道頻率特

12、性不平坦和相位的非線性引起時(shí)間的彌散，使用加載線圈的均衡方法來改進(jìn)傳送語音用的雙紋線電纜的特性。20 世紀(jì)60 年代以前, 能消除符號(hào)間干擾對(duì)數(shù)據(jù)傳輸惡化影響的電話信道均衡由固定均衡器或人工調(diào)整參數(shù)的均衡器完成。Lucky對(duì)均衡器的研究作了很大的貢歉，1965年,Lucky根據(jù)極小極大準(zhǔn)則提出了一種“迫零均衡器”, 用來調(diào)整橫向均衡器的抽頭加權(quán)系數(shù),1966 年, 他將此算法推廣到跟蹤方式, 對(duì)均衡器的研究做出了很大的貢獻(xiàn)。1965年,

13、DiToro 獨(dú)立的把均衡器應(yīng)用于對(duì)抗碼間干擾對(duì)高頻鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊憽?967年,Austin 提出了判決—反饋均衡器。1969年, Gersho以及Proakis和Mille使用最小均方誤差準(zhǔn)則獨(dú)立的重新描述了均衡器問題。1970年,Brady提出分?jǐn)?shù)間隔均衡器方案。1972年,Ungerboeck對(duì)采用最小均方誤差算法的均衡器的收斂性進(jìn)行了詳細(xì)的分析。1974 年, Godard 應(yīng)用卡爾曼濾波器理論推導(dǎo)出了調(diào)整橫向均衡濾波器抽頭

14、加權(quán)系數(shù)的一種高效算法—— 快速卡爾曼算法。1978年, Falconer</p><p>　　目前國際上對(duì)均衡器的研究大都集中在有源自適應(yīng)均衡器，而且模擬方式實(shí)現(xiàn)的有源自適應(yīng)均衡器近年來在國外很流行。幾年前，高速均衡器大多數(shù)用雙極工藝實(shí)現(xiàn)的，因?yàn)殡p極工藝能夠?qū)崿F(xiàn)的最高頻率高于CMOS工藝所能實(shí)現(xiàn)的最高頻率。在1999年，雙極工藝實(shí)現(xiàn)的自適應(yīng)均衡器已經(jīng)能夠工作在2.5Gbps的頻率。而能夠查到的相關(guān)資料表明，與此

15、同時(shí)的CMOS工藝實(shí)現(xiàn)的自適應(yīng)均衡器還僅能工作于幾百兆bps的頻率范圍以下。但近年來，隨著CMOS工藝的快速發(fā)展，其所能工作的頻率越來越高，已經(jīng)能夠滿足高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊?，CMOS工藝的均衡器研究也得到了飛速的發(fā)展。IEEE最新發(fā)表的文獻(xiàn)表明，目前，國際上最先進(jìn)的自適應(yīng)模擬接收機(jī)均衡器其數(shù)據(jù)傳輸率最高可達(dá)到20Gbps，在10GHz時(shí)的高頻補(bǔ)償最多可達(dá)20dB，最先進(jìn)的已經(jīng)采用的90nm CMOS工藝實(shí)現(xiàn)。國內(nèi)在均衡器方面也有很多相關(guān)研

16、究，但由于工藝和設(shè)計(jì)條件的限制，大多數(shù)都是以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)的自適應(yīng)均衡器，難以實(shí)現(xiàn)很高的數(shù)據(jù)傳輸率。</p><p>　　到目前為止，國外的均衡器技術(shù)已經(jīng)發(fā)展得比較成熟，形成了完整的系列產(chǎn)品，滿足了高速數(shù)據(jù)傳輸領(lǐng)域的需要，形成了巨大的均衡器市場。生產(chǎn)均衡器的廠商主要有德州儀器（Texas Instruments）公司、ALTERA公司、Maxim公司等。德州儀器公司生產(chǎn)的THS4140接收機(jī)均衡器，主要應(yīng)用于RS-

17、485數(shù)據(jù)傳輸收發(fā)機(jī)系統(tǒng)，在短傳輸距離時(shí)數(shù)據(jù)傳輸率可達(dá)30Mbps，在低數(shù)據(jù)率時(shí)傳輸?shù)木嚯x最高能達(dá)到1200米。同時(shí)，德州儀器公司RS-485收發(fā)機(jī)系統(tǒng)還實(shí)現(xiàn)了將接收機(jī)均衡器內(nèi)部集成，接收機(jī)均衡器已經(jīng)與通信系統(tǒng)的收發(fā)機(jī)電路集成在一起, 形成了集接收機(jī)、發(fā)射機(jī)、均衡器于一體的SOC 芯片。該RS-485收發(fā)機(jī)系統(tǒng)中的均衡器形成了SN65HVD2X系列，其中的SN65HVD23和SN65HVD24，集成有基于三階有源濾波器的接收機(jī)均衡器。S

18、N65HVD23適用的數(shù)據(jù)率為25Mbps，電纜長度可達(dá)200米。而SN65HVD24使用的數(shù)據(jù)率為5Mbps，電纜長度達(dá)到500米。ALTERA公司生產(chǎn)的高速Stratix GX收發(fā)機(jī)系統(tǒng)中也集成有動(dòng)態(tài)可控的均衡器，其傳輸速率為3.125Gbps，均衡范圍可適量</p><p>　　1.3 本論文的研究內(nèi)容及主要工作</p><p>　　第一章簡單的介紹了均衡技術(shù)，以及其發(fā)展概況等 。&

19、lt;/p><p>　　第二章介紹了信道的特性，碼間干擾及迫零均衡的原理和特點(diǎn)。</p><p>　　第三章概述了均衡器的各種結(jié)構(gòu)。</p><p>　　第四章講述了迫零均衡器的實(shí)現(xiàn)。</p><p>　　第五章描繪了迫零均衡器的仿真。</p><p>　　第六章為全文作了總結(jié)和展望。</p><p&g

20、t;　　2信道、碼間干擾及均衡技術(shù)</p><p>　　數(shù)字信號(hào)經(jīng)過信道的傳輸?shù)竭_(dá)接收端，而實(shí)際上通信信道是一個(gè)特性復(fù)雜的函數(shù)而且還是時(shí)變的。因此接收到的信號(hào)己經(jīng)發(fā)生了嚴(yán)重的畸變從而產(chǎn)生了碼間干擾，迫零均衡器能夠補(bǔ)償信道所產(chǎn)生的畸變。</p><p><b>　　2.1 信道</b></p><p>　　任何一個(gè)通信系統(tǒng)可視為由發(fā)送設(shè)備、信道與

21、接收設(shè)備三大部分組成。所謂傳輸信道指的是以傳輸媒質(zhì)為基礎(chǔ)的信號(hào)通路。具體的說，它是由有線和無線的電線路提供的信號(hào)通路。它允許信號(hào)通過同時(shí)又給信號(hào)以限制和損害。按傳輸媒介的不同，物理信道分為有線信道和無線信道兩大類。有線信道包括明線、對(duì)稱電纜、同軸電纜以及光纖等。無線信道有地波傳播、短波電離層反射、超短波或微波無線電接力、人造衛(wèi)星中繼、散射以及移動(dòng)無線電信道。</p><p>　　在信道中發(fā)生的基本物理過程是電磁波

22、的傳播．如果不管電磁波傳播的具體方式，則可以發(fā)現(xiàn)信道有以下共同特征：(1)所有信道都有輸入端和輸出端，待傳信號(hào)作用在輸入端，而輸出信號(hào)由輸出端送給接收設(shè)備；(2)觀察表明，絕大多數(shù)信道是線性的，亦即輸出和輸入量的關(guān)系滿足疊加原理，但在某些情況下信道可能存在非線性效應(yīng)；(3)信號(hào)通過信道后能量被衰減，或者說傳播過程中引入了損耗，而且損耗往往是隨時(shí)間變化的；(4)信號(hào)自輸入端到輸出端要經(jīng)歷一定的時(shí)延：(5) 所有信道都存在噪聲或者干擾，也就

23、是說，即使沒有輸入信號(hào)，信道也有輸出。根據(jù)以上描述，可以用一個(gè)如圖2.1所示的四端網(wǎng)絡(luò)來描述信道的模型，其輸出信號(hào)是：</p><p><b>　　（2-1）</b></p><p>　　式中代表輸人信號(hào)的線性或者非線性變換，代表加性噪聲。</p><p><b>　　圖2.1 信道模型</b></p>&l

24、t;p>　　在線性條件下，信道的傳輸特性決定5于等效四端網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)。在一個(gè)相當(dāng)長的時(shí)間內(nèi)保持恒定的信道，稱為恒參信道；否則稱為變參信道。下面分別討論他們的特性及對(duì)數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊憽?lt;/p><p>　　2.1.1 恒參信道</p><p>　　恒參信道的傳輸涵數(shù)可以表示為：</p><p>　　（2-2）式中:,代表角頻率;是信道的幅度特性；是信道的相位特性

25、。另外,群時(shí)延定義為：</p><p><b>　　（2-3）</b></p><p>　　任何一個(gè)現(xiàn)實(shí)的信號(hào)都將占據(jù)某一頻帶，即它是由許多不同頻率的分量構(gòu)成的。如果在信號(hào)頻帶內(nèi)，信道的幅度響應(yīng)∣H(w)∣不是常數(shù)，信號(hào)的各頻率分量將受到不同的衰減，在輸出端疊加后將發(fā)生波形的畸變或失真，這種失真稱為幅度失真。</p><p>　　如果在信號(hào)頻帶

26、內(nèi)，(w)不是頻率的線性函數(shù)，即(w)不是常數(shù)，那么信號(hào)的各個(gè)頻率分量通過信道后將產(chǎn)生不同的時(shí)延，從而引起波形失真。這種失真稱為相位失真或群時(shí)延失真。一般說來，信道的帶寬總是有限的。這種帶限信道對(duì)數(shù)字信號(hào)傳輸?shù)闹饕绊懯且鸫a元波形的展寬，從而產(chǎn)生碼間干擾。為了使碼間干擾減少到最少的程度就需要采用自適應(yīng)均衡技術(shù)。</p><p>　　2.1.2 變參信道 </p><p>　　信道的傳輸特

27、性一般都是隨時(shí)間變化的。這些變化可以分為慢變化(或稱長期變化）和快變化（或稱短期變化）。慢變化和快變化沒有十分明確的分界，但一般認(rèn)為在5 分鐘或更長時(shí)間內(nèi)才顯現(xiàn)的變化屬于慢變化，而在分秒間顯現(xiàn)的變化屬于快變化。 </p><p>　　兩種變化的原因是截然不同的。慢變化是與傳播條件（如對(duì)流層氣象條件，電離層的狀態(tài)等）的變化相關(guān)聯(lián)的。而快變化，又稱為快衰落，表現(xiàn)為接收信號(hào)振幅和相位的隨機(jī)起伏，起源于電波的多徑傳播。&

28、lt;/p><p><b>　　兩條射線的多徑</b></p><p>　　為了便于明確多徑傳播效應(yīng)，首先討論雙射線多徑信道。設(shè)第二條射線相對(duì)于第一條射線的時(shí)延為： ，這里是的平均值,是中隨時(shí)間變化的部分。一般來說是細(xì)微的，但它足以引起射頻相位的顯著變化。</p><p>　　如果不考慮信道的固定衰減，則可得到如圖2.2所示的信道等效模型，圖中1

29、表示第一條射線，2 表示第二條射線，是第二條射線相對(duì)于第一條射線的幅度比.顯然信道等效模型的傳輸函數(shù)為 :</p><p>　?。?-4）式中。由式,經(jīng)過一些代數(shù)運(yùn)算可得信道的擺幅特性和群時(shí)延特性分別為：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p><b>　　（2-6）</b></p>

30、<p>　　圖2.2雙射線信道等效模型</p><p>　　由式(2-5)可以看出，當(dāng)時(shí)，出現(xiàn)幅度谷點(diǎn),相應(yīng)有, 當(dāng)時(shí),出現(xiàn)幅度峰值，相應(yīng) ,因?yàn)槭请S時(shí)間變化的,故峰值和谷點(diǎn)在頻率軸上的未知也將隨著時(shí)間不斷移動(dòng)。信道的這種時(shí)變特性對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠绊懣煞譃橄铝袃煞N情況：窄帶信號(hào)：這是指信號(hào)頻帶的情況。窄帶信號(hào)通過信道后，則頻率分量的幅度和相位一致的（或相關(guān)的）隨時(shí)間變化，因而波形不會(huì)失真，這種情形稱為平坦衰

31、落。主要問題是信號(hào)電平隨機(jī)起伏，在某些時(shí)間下降到指定的門限以下，甚至導(dǎo)致通信暫時(shí)中斷。此外，衰落引起的相位隨機(jī)抖動(dòng)對(duì)于某些傳輸系統(tǒng)也是必須考慮的因素。寬帶信號(hào):由圖2.3 可知，當(dāng)信號(hào)帶寬與可相比較時(shí)，信號(hào)的各頻率分量將經(jīng)受不相關(guān)的衰落，這就是所胃的頻率選擇性衰落。它的主要影響是引起信號(hào)波形失真。對(duì)于數(shù)字通信來說，其主要危害是造成碼間干擾。 </p><p>　　由前面的分析可以知道，引起快衰落的主要原因是路徑時(shí)

32、延差。因 的細(xì)小變化就會(huì)使射頻信號(hào)變化弧度，兩條射線時(shí)而同相相加，時(shí)而反相抵消，故合成信號(hào)的幅度發(fā)生大起大落。但衰落的深度及領(lǐng)率選擇性決定于幅度比與時(shí)延差的均值.r越接近于1，衰落深度越大.越大，色散（各頻率分量傳播速度不同）越嚴(yán)重，信道允許通過的信號(hào)頻帶越低。</p><p>　　N 條射線的多徑 設(shè)信道輸入為 ( 幅度為1 的正弦波），則信道的輸出為: 式中,分別是第條射線的幅度和相位。考慮到 ，且

33、有理由假定是與時(shí)間無關(guān)的常數(shù)，式可變成 式中，而對(duì)信號(hào)傳輸是無影晌的，故可得信道傳輸函數(shù)為：</p><p><b>　?。?-7）</b></p><p><b>　　這里,.而：</b></p><p><b>　　（2-8）</b></p><p><b>　　

34、（2-9）</b></p><p>　　從某一時(shí)刻去觀察，,均為N 個(gè)零均值獨(dú)立的隨機(jī)變量之和。當(dāng)N 很大時(shí)，由中心極限定理，將服從一維正態(tài)分布。由概率論知識(shí)可知，在這種情況下信號(hào)的幅度A 將服從瑞利分布，相位將服從均勻分布，即有：</p><p><b>　　（2-10） </b></p><p><b>　?。?-1

35、1）</b></p><p>　　上兩式中分別代表信道輸出信號(hào)幅度和相位的概率密度，而等于正態(tài)隨機(jī)變量方差，即。許多信道（例如散射信道、移動(dòng)信道）都包含大量的傳播路徑，因此接收信號(hào)的幅度往往服從瑞利分布．這種快衰落常常稱為瑞利衰落。</p><p>　　2．2 通信信道的仿真模型</p><p>　　前面討論了恒參信道和隨參信道傳輸特性以及對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠?/p>

36、響。除此之外,信道的加性嗓聲同樣會(huì)對(duì)信號(hào)傳輸產(chǎn)生影響。加性操聲與信號(hào)獨(dú)立，并且始終存在，實(shí)際中只能采取措施減少加性噪聲的影響，而不能徹底消除加性噪聲。各種加性噪聲都可以認(rèn)為是一種起伏噪聲，且功率譜密度在很寬的范圍內(nèi)都是常數(shù)。因此，通常近似認(rèn)為通信系統(tǒng)的噪聲是加性高斯白噪聲(AWGN)，其雙邊功率譜密度為： ， 自相關(guān)函數(shù)為： ，上式說明，零均值高斯白嗓聲在任意兩個(gè)不同時(shí)刻的取值是不相關(guān)的，因而也是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的。</p>&l

37、t;p>　　通信信道模型如圖2.3所示，發(fā)射端發(fā)送的信號(hào)經(jīng)過信道傳送時(shí)，首先受信道傳輸?shù)挠绊懀俳?jīng)由加性高斯白噪聲(AWGN)惡化，便成為接收端所收到的信號(hào)。</p><p>　　圖2.3 通信信道仿真模型</p><p>　　信號(hào)s(t)經(jīng)過這祥一個(gè)信道濾波器，再和加性高斯白噪聲（AWGN）相疊加,AWGN采用均值為零的隨機(jī)復(fù)數(shù)序列形式，經(jīng)過疊加的信號(hào)可以認(rèn)為是接收端的接收信號(hào)r(

38、t)，接下來就是對(duì)接收信號(hào)r(t)進(jìn)行均衡，其目的是恢復(fù)發(fā)送端的發(fā)射信號(hào)s(t)。</p><p><b>　　2.3 碼間干擾</b></p><p>　　由前面的討論可知，大多數(shù)物理信道不僅是帶限，而且還會(huì)使信號(hào)產(chǎn)生失真，而失真對(duì)于數(shù)字通信來說最大的危害就是產(chǎn)生碼間干擾，使得判決器發(fā)生誤判，從而系統(tǒng)誤碼率上升。在加性高斯白噪聲（AWGN）信道中實(shí)現(xiàn)信號(hào)的全通或者非

39、色散幾乎是不可能的。根據(jù)圖2.3 ，可以得出常用的通信信道數(shù)學(xué)模型為：</p><p>　?。?-12）式中s(t)是傳輸信號(hào)，是信道的沖擊響應(yīng)，是功率譜為的加性高斯白噪聲。實(shí)質(zhì)上，我們是將信道的色散特性建模為一個(gè)線性濾波器氣。最簡單的色散信道是沖激響應(yīng)為理想低通濾波的帶限信道，傳輸信號(hào)經(jīng)過低通濾波器會(huì)在時(shí)域波形的邊緣產(chǎn)生模糊使一個(gè)碼元擴(kuò)展到相鄰的碼元從而產(chǎn)生碼間干擾(ISI),結(jié)果會(huì)惡化通信系統(tǒng)的誤碼性能.一個(gè)

40、點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的數(shù)字通信系統(tǒng)可以簡化為如圖2.4 所示的模型。</p><p>　　圖示2.4數(shù)字通信系統(tǒng)等效模型</p><p>　　圖中,為發(fā)送濾波器的輸入符號(hào)序列,在二進(jìn)制情況下,取值為0,1或-1,+1.為了便于分析方便,假設(shè)所對(duì)應(yīng)的信號(hào)的間隔為,強(qiáng)度是由決定的單位沖擊序列,即：</p><p>　?。?-13）此信號(hào)激勵(lì)發(fā)送濾波器時(shí),發(fā)送濾波器的輸出信號(hào)為：<

41、;/p><p>　?。?-14）式中，" ”是卷積符號(hào)；是單個(gè)作用下形成的發(fā)送波形，即發(fā)送濾放器的單位沖擊響應(yīng)。若發(fā)送濾波器傳輸特性為，則由下式?jīng)Q定為。若再假設(shè)信道的轉(zhuǎn)輸特性為，接收濾波器的傳輸特性為，則圖2.7所示的數(shù)字通信系統(tǒng)的總傳輸特性為：</p><p>　　（2-15）其單位沖擊響應(yīng) ，是單個(gè)作用下，形成的輸出波形。因此在序列作用下，接收濾波器輸出信號(hào)可表示為：</

42、p><p>　?。?-16）式中，是加性噪聲經(jīng)過接收濾波器后輸出的噪聲。</p><p>　　抽樣判決器對(duì)進(jìn)行抽樣判決，以確定所傳輸?shù)臄?shù)字信息序列。例如我們要對(duì)第個(gè)碼元進(jìn)行判決，應(yīng)在時(shí)刻上（是信道和接收濾波器所造成的延遲）對(duì)進(jìn)行抽樣，由式(2-16)得：</p><p>　?。?-17） 式中，第一項(xiàng)是第個(gè)碼元波形的抽樣值，它是確定的依據(jù)。第二項(xiàng)是除第個(gè)碼元以外的其他碼

43、元的波形在第個(gè)抽樣時(shí)刻上的總和，它對(duì)當(dāng)前碼元的判決起著干擾的作用，所以稱為碼間干擾值。由于是以概率出現(xiàn)的，所以通常碼間干擾值是一個(gè)隨機(jī)變量。第三項(xiàng)是輸出嗓聲在抽樣時(shí)刻的值，它是一種隨機(jī)于擾，也要影響對(duì)第k 個(gè)碼元的正確判決。由于碼間干擾和隨機(jī)嗓聲的存在，當(dāng)加到判決電路時(shí)，對(duì)取值的判決可能判對(duì)，也可能判錯(cuò)。例如在二進(jìn)制數(shù)字通信中，的可能取值為“0”或“1” ，判決電路的判決門限為，且判抉規(guī)則為：當(dāng)時(shí),判；當(dāng)顯然，只有當(dāng)碼間干擾值和嗓聲足夠

44、小的時(shí)候，才能基本保證上述判決的正確，否則．有可能發(fā)生錯(cuò)判，造成誤碼。</p><p>　　因此，為了使誤碼率盡可能的小，必須最大限度的減少碼間干擾和隨機(jī)噪聲的影響。由式（2-17）可知．若想消除碼間干擾，應(yīng)該有： ，由于是隨機(jī)的，要想通過各項(xiàng)相互抵消使碼間干擾為0是不行的，這就需要對(duì)的波形提出要求，如果相鄰碼元的前一個(gè)碼元的波形到達(dá)后一個(gè)碼元抽樣判決時(shí)刻時(shí)己經(jīng)衰減到O,就能滿足要求。但這樣的波形不易實(shí)現(xiàn)，因?yàn)閷?shí)

45、際中的波形有很長的“拖尾”，也正是由于每個(gè)碼元的“拖尾”造成對(duì)相鄰碼元的干擾，但只要讓它在等后面碼元抽樣時(shí)刻上正好為0,就能消除碼間干擾。這也是消除碼間干擾的基本思想。</p><p>　　由和之間的關(guān)系可知，如何形成合適的波形，實(shí)際上就是如何設(shè)計(jì)特性的問題。在不考慮噪聲的情況下，假設(shè)信道和接收濾波器所造成的延遲時(shí)，無碼間干擾的系統(tǒng)沖擊響應(yīng)應(yīng)該滿足：</p><p>　　(2-18)式中說

46、明無碼間干擾的數(shù)字通信系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)除t=0時(shí)刻取值不為0外，其他抽樣時(shí)刻t = k上的抽樣值均為0.由h(t)和H(w）之間的關(guān)系可以推導(dǎo)出H(w）滿足如下關(guān)系式：</p><p>　　(2-19)該條件稱為奈奎斯特第一準(zhǔn)則。它為我們提供了檢驗(yàn)一個(gè)給定系統(tǒng)特性H(w)是否產(chǎn)生碼間干擾的方法。</p><p>　　2.4 均衡器的原理和特點(diǎn)</p><p>　　理論

47、和實(shí)踐證明，在數(shù)字通信系統(tǒng)中插入一種可調(diào)濾波器可以校正和補(bǔ)償系統(tǒng)特性，減少碼間干擾的影響。這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱為均衡器。</p><p>　　圖2.5帶均衡器的數(shù)字通信系統(tǒng)的等效模型</p><p>　　由圖2.5可知,整個(gè)數(shù)字通信系統(tǒng)總的傳輸特性為：</p><p><b>　　（2-20）</b></p><p>

48、;　　通常將發(fā)送濾波器和接收濾波器設(shè)計(jì)成匹配的，而均衡器用來補(bǔ)償信道的畸變，即均衡器的傳輸函數(shù)滿足：</p><p><b>　　（2-21）</b></p><p>　　均衡器通常是用濾波器來實(shí)現(xiàn)的，使用濾波器來補(bǔ)償失真的脈沖，判決器得到的解調(diào)輸出樣本，是經(jīng)過均衡器修正過的或者清除了碼間干擾之后的樣本。信道均衡技術(shù)大致分為兩大類：線性均衡和非線性均衡。在信道頻率響應(yīng)

49、特性比較平坦、所引起的碼間干擾不太嚴(yán)重的情況下，可采用線性均衡，本次設(shè)計(jì)研究線性均衡器的應(yīng)用，線性均衡器可用橫向?yàn)V波器實(shí)現(xiàn)，如圖2.6所示：</p><p>　　圖2.6 線性均衡器</p><p><b>　　2.5 本章小結(jié)</b></p><p>　　由于信道的非理想特性是產(chǎn)生碼間干擾的主要因素，因此本章首先分析了各種通信信道的特性，在此

50、基礎(chǔ)上提出了通信信道的數(shù)學(xué)(仿真)模型.為了能更加有效的抑制碼間干擾,分析了碼間于擾產(chǎn)生的機(jī)理以及無碼間干擾的條件。簡要介紹了均衡的概念，給出了帶均衡器的數(shù)字通信等效模型，以后各章的仿真和分析都以此等效模型為基礎(chǔ)。</p><p><b>　　3 均衡器的結(jié)構(gòu)</b></p><p>　　均衡技術(shù)可以分為兩大類：線性和非線性均衡。如果接收機(jī)中判決的結(jié)果經(jīng)過反饋用于均衡

51、器的參數(shù)調(diào)整，則為非線性均衡器；反之，則為線性均衡器。在線性均衡器中，最常用的均衡器結(jié)構(gòu)是線性橫向均衡器，它由若干個(gè)抽頭延遲線組成，延時(shí)時(shí)間間隔等于碼元間隔 。非線性均衡器的種類較多，包括判決反饋均衡器(DFE)、最大似然(ML)符號(hào)檢測器和最大似然序列估計(jì)等。線性均衡器包括線性橫向均衡器、線性格型均衡器等等，非線性均衡器包括判決反饋均衡器、最大似然序列均衡器等等，在這里主要介紹實(shí)際中應(yīng)用較廣的線性橫向均衡器和判決反饋均衡器。</

52、p><p>　　3.1 線性橫向均衡器</p><p>　　橫向(時(shí)間延遲或遞歸) 均衡器是自適應(yīng)均衡發(fā)展方案中的最簡單形式。在實(shí)際應(yīng)用中為使參數(shù)調(diào)整得以順利進(jìn)行, 把輸出信號(hào)進(jìn)行判決所得的估計(jì)信號(hào)作為理想信號(hào), 這樣, 整個(gè)數(shù)字均衡器成了一個(gè)非線性系統(tǒng), 其收斂性分析相當(dāng)麻煩, 但在信道畸變不是特別嚴(yán)重的情況下, 其收斂域能夠得到保證, 可以用線性系統(tǒng)的分析方法對(duì)其進(jìn)行分析。</p&g

53、t;<p>　　線性橫向均衡器是自適應(yīng)均衡方案中最簡單的形式，它的基本框圖如圖3.1 所示。圖中，輸入信號(hào)的將來值、當(dāng)前值及過去值，均被均衡器時(shí)變抽頭系數(shù)進(jìn)行線性加權(quán)求和后得到輸出，然后根據(jù)輸出值和理想值之間的差別按照一定的自適應(yīng)算法調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)。在實(shí)際應(yīng)用中，期望信號(hào)是未知的，否則也就失去了通信的意義。為使參數(shù)調(diào)整得以順利進(jìn)行，一種折中的方法是把由輸出信號(hào)進(jìn)行判決所得的估計(jì)信號(hào)作為期望信號(hào),事實(shí)上，在這種情況下，整

54、個(gè)數(shù)字均衡器已經(jīng)成了一個(gè)非線性系統(tǒng)，因?yàn)槠涫諗刻匦缘姆治鍪窍喈?dāng)繁難的。但是在信道畸變不是異乎尋常的嚴(yán)重的情況下，其收斂性是可以得到保證的。</p><p>　　圖3.1線性橫向均衡器</p><p>　　令表示圖3.1中線性橫向均衡器中濾波系數(shù)的矢量,也就是：

55、 (3-1)</p><p>　　表示均衡器輸入的信號(hào)矢量 ：</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　(3-3)式中上角“T”表示矩陣的轉(zhuǎn)置。由式(3

56、-1)可以看出，輸出序列的結(jié)果與輸入信號(hào)矢量和均衡器系數(shù)矢量有關(guān)。輸入信號(hào)矢量是由信號(hào)的畸變，即由信道特性的變化來決定的；均衡器系數(shù)矢量應(yīng)根據(jù)信道特性的改變進(jìn)行設(shè)計(jì)，使輸出序列抽樣點(diǎn)碼間干擾為零。經(jīng)過推導(dǎo)可得線性橫向均衡器系數(shù)矢量完全由信道的傳遞函數(shù)來確定。如果信道特性發(fā)生了變化，相應(yīng)的系數(shù)矢量也應(yīng)隨之變化，這樣才能保證均衡后在抽樣時(shí)刻上無碼間千擾。</p><p>　　假設(shè)期望信號(hào)為，則誤差輸出序列為：<

57、/p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　顯然，自適應(yīng)均衡器的原理是用誤差序列按照某種準(zhǔn)則和算法對(duì)其系數(shù)進(jìn)行調(diào)整，最終使自適應(yīng)均衡器的代價(jià)〔目標(biāo)）涵數(shù)最小化，達(dá)到最佳均衡的目的。實(shí)際使用中，均衡器系數(shù)可通過迫零準(zhǔn)則(MMSE)獲得。對(duì)于迫零準(zhǔn)則，調(diào)整均衡器系數(shù)使穩(wěn)定后的所有樣值沖擊響應(yīng)具有最小的碼間干擾；而MMSE準(zhǔn)則的均衡器系數(shù)調(diào)整是為了使期望信

58、號(hào)和均衡器輸出信號(hào)之間的均方誤差最小。無論是基于MMSE準(zhǔn)則還是迫零準(zhǔn)則無限抽頭的線性橫向均衡器在無嗓情況下直觀上都是信道的逆濾波器，如果考慮噪聲兩種準(zhǔn)則間會(huì)有差別。在MMSE準(zhǔn)則下，均衡器抽頭對(duì)加性嗓聲和信道畸變均進(jìn)行補(bǔ)償，補(bǔ)償包括相位和幅度兩個(gè)方面；而基于迫零準(zhǔn)則的LTE忽略噪聲的影響。</p><p>　　線性橫向均衡器最大的優(yōu)點(diǎn)就在于其結(jié)構(gòu)非常簡單，容易實(shí)現(xiàn)，因此在各種數(shù)字通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。但是

59、其結(jié)構(gòu)決定了兩個(gè)難以克服的缺點(diǎn)：其一就是噪聲的增強(qiáng)會(huì)使線性橫向均衡器無法均衡具有深度零點(diǎn)的信道―為了補(bǔ)償信道的深度零點(diǎn)，線性橫向均衡器必須有高增益的頻率響應(yīng)，然而同時(shí)無法避免的也會(huì)放大噪聲；另一個(gè)問題是線性橫向均衡器與接收信號(hào)的幅度信息關(guān)系密切．而幅度會(huì)隨著多徑衰落信道中相鄰碼元的改變而改變，因此濾波器抽頭系數(shù)的調(diào)整不是獨(dú)立的。由于以上兩點(diǎn)線性橫向均衡器在畸變嚴(yán)重的信道和低信噪比(SNR)環(huán)境中性能較差，而且均衡器的抽頭調(diào)整相互影響，從

60、而需要更多的抽頭數(shù)目。</p><p>　　3.2 分?jǐn)?shù)間隔均衡器</p><p>　　均衡器抽頭之間的間隔為碼元間隔（也稱波特間隔），故常稱之為波特間隔均衡器(bang rate equalizer)．換言之，這種均衡器使用碼率〔 也稱波特率〕對(duì)輸入和輸出信號(hào)采樣，所以又稱碼率均衡器(symbol rate equalizer).但是，波特間隔均衡器性能并不理想。相比之下。抽頭間隔為波特

61、間隔分?jǐn)?shù)倍的均衡器〔 簡稱為分?jǐn)?shù)間隔均衡器）其特性要比碼元間隔均衡器優(yōu)越。</p><p>　　從頻域角度看，我們很容易分析碼元間隔均衡器的局限性。這種均衡器對(duì)輸入和輸出信號(hào)都以的速率采樣，因此均徑器輸入信號(hào)的頻譜可寫成: </p><p><b>　　(3-5)</b></p><p>　　由于對(duì)輸入信號(hào)的采樣速率小于奈奎斯特采樣速率，所以上

62、式中為折疊或混疊頻譜，折疊頻率為。碼元均衡器輸出端的信號(hào)頻譜為；</p><p><b>　　(3-6)</b></p><p><b>　　式中：</b></p><p><b>　　(3-7)</b></p><p>　　顯然，由這些關(guān)系可以看出：碼率均衡器只能補(bǔ)償接收信號(hào)

63、混疊的頻率響應(yīng)特性，不可能補(bǔ)償中固有的信道畸變。</p><p>　　與碼元間隔均衡器不同，分?jǐn)?shù)間隔均衡器(fractionally spaced equalizer)則采用不低于奈奎斯特速率的采樣速率對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。例如，若發(fā)射信號(hào)具有升余弦瀕譜(其跌落因子為)的脈沖組成，其頻譜將擴(kuò)展到。這一信號(hào)在接收機(jī)端即可用速率：</p><p><b>　?。?-8）</b&g

64、t;</p><p>　　采樣，然后通過抽頭間隔的均衡器.例如，若,則得到間隔的均衡器;若，則得到間隔的均翻器，籌等。數(shù)字實(shí)現(xiàn)的分?jǐn)?shù)間隔均衡器的抽頭間隔一般可以表示為，其中M和N為正整數(shù)，且有N>M。在許多實(shí)際應(yīng)用中，經(jīng)常使用間隔的均衡器。</p><p>　　分?jǐn)?shù)間隔均衡器的頻率響應(yīng)為：</p><p><b>　　(3-9)</b>&

65、lt;/p><p>　　式中.則均衡后的頻譜為</p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　由于當(dāng)(3-17)可以表示為</p><p><b>　　(3-11)</b></p><p>　　可以看出，分?jǐn)?shù)間隔均衡器避免了因欠采樣引起的頻譜混疊，因而可用

66、于補(bǔ)償接收信號(hào)中的信道畸變。這正是分?jǐn)?shù)間隔均衡器對(duì)輸入信號(hào)用速率進(jìn)行采樣的目的所在。</p><p>　　在輸出端，分?jǐn)?shù)間隔均衡器和碼元間隔均衡器一樣，也是用碼率對(duì)均衡器輸出信號(hào)采樣，由式(3-18)易知，分?jǐn)?shù)間隔均衡器輸出信號(hào)的頻譜由下式給出；</p><p><b>　　(3-12)</b></p><p>　　綜上所述，最佳分?jǐn)?shù)間隔均衡器

67、等價(jià)于由匹配濾波器后接波特間隔均衡器的最佳線性接收機(jī)。線性調(diào)制系統(tǒng)的最佳接收濾波器是級(jí)聯(lián)于實(shí)際信道的一個(gè)匹配濾波器。對(duì)時(shí)變信道系統(tǒng)的最佳接收是采用匹配濾波器和一個(gè)間隔抽頭的均衡器。一個(gè)以碼元速率取樣的間隔均衡器不能形成匹配濾波器，而FSE是以不低于奈奎斯特速率取樣，可以達(dá)到匹配濾波器和間隔均衡器特性的最好組合，即FSE可以構(gòu)成一個(gè)最好的自適應(yīng)匹配濾波器，且FSE 在較低噪聲環(huán)境下可以補(bǔ)償更嚴(yán)重的時(shí)延和幅度失真。FSE 對(duì)采樣器噪聲不敏感

68、，這也是由于沒有頻譜重疊現(xiàn)象而產(chǎn)生的優(yōu)點(diǎn)。</p><p>　　間隔均衡器與相比較，具有同樣抽頭系數(shù)的FSE（總時(shí)間跨距為間隔均衡器的一半）性能優(yōu)于或相同于間隔均衡器。不需要接收形成濾波器。在嚴(yán)重延時(shí)失真的信道，間隔均衡器明顯差于的.</p><p>　　另外，分?jǐn)?shù)間隔均衡器的必要性也可從完全均衡解的兩個(gè)要求進(jìn)一步佐證.完全均衡的要求之一是：均衡器必須具有足夠的自由度。對(duì)于碼元間隔均衡器和

69、一個(gè)FIR信道而言，這就要求均衡器具有無限沖擊響應(yīng)(IIR)。然而，對(duì)于間隔的分?jǐn)?shù)間隔均衡器，均衡器響應(yīng)長度只要超過或達(dá)到信道的響應(yīng)長度既可。完全均衡的另外一個(gè)條件是：描述均衡的方程組必須是唯一確定的，即描述線性方程組的矩陣必須滿秩。對(duì)于碼元間隔均衡器，這一滿秩條件不允許信道頻率響應(yīng)等于零（這意味著FIR信道的零點(diǎn)不能位于單位圓上）。這一條件稱為碼元間隔均衡器的“可逆性”條件。但是對(duì)于一個(gè)間隔的分?jǐn)?shù)間隔均衡器．滿秩的條件意味著子信道之間

70、沒有公共根，此條件常稱之為“子信道差異”條件，這兩個(gè)條件也說明，分?jǐn)?shù)間隔均衡性能要比碼元間隔均衡器性能更好。</p><p>　　考慮圖3.2 所示的單信道模型，隔的碼元序列｛｝通過一脈沖成形濾波器發(fā)射，然后被調(diào)制到傳輸信道，最后被解調(diào)。假定發(fā)射和接收之間的所有處理都是線性時(shí)不變的，因而可以用連續(xù)時(shí)間沖激響應(yīng)c(t)來描述線性時(shí)不變信道和脈沖成形濾波器的組合沖激響應(yīng)。用n(t)表示基帶加性信道噪聲過程。于是，由接

71、收機(jī)收到的信號(hào)波形可以用連續(xù)時(shí)間的基帶信號(hào)表示為</p><p><b>　　(3-13)</b></p><p>　　式中為發(fā)送的碼元序列，為碼元間隔，任意時(shí)延。</p><p>　　圖3.2 具有間隔接收機(jī)的單信道基帶模型</p><p>　　現(xiàn)在，接收信號(hào)r(t)以“分?jǐn)?shù)間隔”采樣，則采樣后的接收序列為；</

72、p><p><b>　　(3-14)</b></p><p>　　在以上兩式及后面的各式中，用n標(biāo)識(shí)波特間隔，用k標(biāo)識(shí)分?jǐn)?shù)間隔。接不來，接收序列被一個(gè)間隔的有限沖激響應(yīng)（FIR）均衡器濾波，為簡便計(jì)，假定均衡器具有偶數(shù)長度2N，則均衡器輸出可以看作是被采樣的序列與均衡器系數(shù)之間的卷積，即有</p><p><b>　?。?-15）<

73、/b></p><p>　　最后，分?jǐn)?shù)間隔均衡器輸出被一個(gè)抽取因子2 抽取，得到間隔的輸出序列。抽取是通過二中取一（全部取偶數(shù)或奇數(shù)序號(hào)）實(shí)現(xiàn)的，得到的是碼元間隔的“軟決策”輸出.假定只有奇數(shù)編號(hào)的分?jǐn)?shù)間隔均衡器輸出樣本即被抽取,則有</p><p><b>　　(3-16)</b></p><p>　　故輸出誤差序列e(n)可表示為&l

74、t;/p><p><b>　　(3-17)</b></p><p>　　下面給出一個(gè)帶判決反饋以間隔采樣的分?jǐn)?shù)間隔均衡器作為本章的總結(jié),如圖3.3所示.圖中FFF有4個(gè)抽頭系數(shù),以為抽樣間隔,而FBF具有兩個(gè)抽頭系數(shù)。</p><p>　　圖3.3帶判決反饋以間隔采樣的分?jǐn)?shù)間隔均衡器</p><p>　　根據(jù)前面的討論可以得

75、出,整個(gè)均衡器的輸出為:</p><p><b>　　(3-18)</b></p><p>　　于是用于更新均衡器系數(shù)的誤差序列為:</p><p><b>　　(3-19)</b></p><p>　　均衡前信號(hào)由于受到了信道的影響，產(chǎn)生了嚴(yán)重的碼間于擾，同時(shí)由于噪聲的影響，信號(hào)星座圖的分布幾乎變

76、的雜亂無章，這對(duì)正確判決是非常不利的。而均衡后信號(hào)的星座圖己經(jīng)完全張開，說明均衡的效果還是比較理想.另外，無均衡器時(shí)，接收機(jī)的誤碼率非常之高，基本不能正常工作，且隨著SNR 的增大誤碼率卻減少緩慢，而帶均衡器的接收機(jī)的誤碼率卻低的多，基本上能夠正常工作，并且誤碼率隨著信噪比SNR的增大迅速減少，在信噪比SNR為如9dB時(shí)，誤碼率就已經(jīng)低于?？梢娺@個(gè)均衡器的性能是非常優(yōu)良的。</p><p><b>　　

77、3.3 本章小結(jié)</b></p><p>　　本章開始簡單介紹了均衡器幾種分類的方法，主要介紹了橫向均衡器和分?jǐn)?shù)間隔均衡器，給出了它們的結(jié)構(gòu)框圖，分析了其均衡前后信號(hào)的表達(dá)式。橫向均衡器結(jié)構(gòu)簡單，易于實(shí)現(xiàn)，但是對(duì)于畸變比較嚴(yán)重的信道卻無能為力，分析了碼元間隔均衡器存在的局限勝，介紹了分?jǐn)?shù)間隔均衡器的結(jié)構(gòu)，分?jǐn)?shù)間隔均衡器不需要波形成形濾波器，在嚴(yán)重畸變的信道下均衡能力明顯優(yōu)于碼元間隔均衡器。最后本章給出

78、了一個(gè)實(shí)際的均衡器結(jié)構(gòu)作為本章的總結(jié)，其中FFF有4 個(gè)系數(shù)，F(xiàn)BF有2令系數(shù)，且FFF的抽樣間隔是碼元間隔的一半，可見這種結(jié)構(gòu)的均衡器是分?jǐn)?shù)間隔均衡器和判決反饋均衡器結(jié)合而成的。</p><p>　　4 線性均衡器的研究</p><p>　　均衡器從結(jié)構(gòu)上可以分為三大類即線性、非線性均衡器和格型均衡器，從延遲線抽頭間隔上分為碼元間隔抽頭和分?jǐn)?shù)間隔抽頭均衡器。均衡技術(shù)主要有三類：線性均衡、

79、判決反饋均衡和最大似然序列估計(jì)（MLSE）。許多濾波器結(jié)構(gòu)都用來實(shí)現(xiàn)線性和非線性均衡器，而且，每種結(jié)構(gòu)都有許多算法用來調(diào)整均衡器。如果判決信號(hào)不作為均衡器的反饋信號(hào)，這樣的均衡器稱為線性均衡器。</p><p>　　我們知道迫零均衡器是線性均衡器其中的一種，所以本次研究線性均衡器在移動(dòng)通信中的應(yīng)用就可以研究迫零均衡器原理特性以及仿真。</p><p>　　4.1 迫零均衡器實(shí)現(xiàn)</p

80、><p>　　迫零均衡器本質(zhì)上是一個(gè)能夠手動(dòng)對(duì)系數(shù)進(jìn)行調(diào)整的濾波器，迫零均衡器由于是對(duì)未知的時(shí)變信道作出補(bǔ)償，因而它需要有特別的算法來更新系數(shù)，以跟蹤信道的變化。信道均衡器的作用是在信道通帶內(nèi)形成一個(gè)信道傳輸函數(shù)的逆，而在通帶之外它的增益則很小或者為零。因而，由信道和均衡器級(jí)聯(lián)組成的系統(tǒng)在通帶內(nèi)有基本均勻的振幅特性，而帶外基本為零，相位響應(yīng)在帶內(nèi)是頻率的線性函數(shù)。如果條件滿足，聯(lián)合沖激響應(yīng)就是辛格函數(shù)，符號(hào)間干擾可以

81、消除。均衡器算法的研究是很復(fù)雜的，從總體上可分為迫零算法、最小均方(LMS)算法和遞歸最二乘(RLS)算法。其中抽頭延遲的線性濾波器結(jié)構(gòu)是均衡器結(jié)構(gòu)中最簡單最常用的模型。</p><p>　　要實(shí)現(xiàn)信道的均衡，關(guān)鍵是要計(jì)算出橫向?yàn)V波器的抽頭系數(shù)，我們常用兩種方法來得到橫向?yàn)V波器的抽頭系數(shù)：一是以最小峰值畸變?yōu)闇?zhǔn)則的迫零均衡算法；另一種是以最小均方誤差為準(zhǔn)則的均方誤差均衡算法，本次設(shè)計(jì)采用最小峰值法來實(shí)現(xiàn)迫零調(diào)整法

82、。</p><p>　　迫零算法分析時(shí)略去了信道的加性噪聲，在實(shí)際存在噪聲的情況下由該算法得到的解不一定是最佳的，但它易于實(shí)現(xiàn)。因此，在信道的頻率響應(yīng)特性比較平坦，所引起的碼間干擾不太嚴(yán)重的情況下，由該算法可達(dá)到信道均衡的效果。具體實(shí)現(xiàn)如下：在橫向?yàn)V波器的延遲單元N為無窮多個(gè)的理想線性均衡條件下：</p><p><b>　　（4-1）</b></p>

83、<p>　　為消除接收端抽樣時(shí)刻的碼間干擾，希望：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　在實(shí)際應(yīng)用中，常用的是截短的橫向?yàn)V波器，因而不可能完全消除接收端抽樣時(shí)刻的碼間干擾，只能適當(dāng)?shù)恼{(diào)整各抽頭系數(shù)，盡量減小碼間干擾。此時(shí)，可使：</p><p><b>　?。?-3）</b><

84、;/p><p>　　當(dāng)k為其它值時(shí)，可能是非零值，構(gòu)成均衡器輸出端的殘留碼間干擾，均衡器系數(shù)計(jì)算公式c=e\q'，利用該公式可以計(jì)算出均衡器在取不同k的情況的抽頭系數(shù)，本次設(shè)計(jì)K取不同的值（K取2,8,15），并且對(duì)比出均衡效果，同時(shí)還要跟無均衡下的輸出進(jìn)行對(duì)比。</p><p>　　4.2 迫零均衡器基于MATLAB仿真</p><p>　　4.2.1 Mat

85、lab軟件介紹</p><p>　　Matlab是Mathworks公司推出的一套高性能數(shù)值計(jì)算軟件。由于它具有優(yōu)秀的數(shù)值計(jì)算能力和卓越的數(shù)據(jù)可視化能力，因此很快在數(shù)學(xué)軟件中脫穎而出。Matlab語言起源于矩形運(yùn)算，并發(fā)展成一種高度集中的計(jì)算機(jī)語言。它具有強(qiáng)大的數(shù)學(xué)運(yùn)算能力、方便使用的繪圖功能及語言的高度集中性，所以在科學(xué)運(yùn)算、自動(dòng)控制、科學(xué)繪圖、通信仿真等領(lǐng)域有很廣泛的運(yùn)用。它不僅可以在命令行中逐行輸入命令，然

86、后依次執(zhí)行，而且可以進(jìn)行程序設(shè)計(jì)，然后利用斷點(diǎn)等調(diào)試手段進(jìn)行程序設(shè)計(jì)和調(diào)試。Matlab主界面主要包括三部分：命令區(qū)，工作區(qū)，歷史記錄區(qū)。 </p><p>　　4.2 .2 Matlab仿真</p><p>　　Matlab具有強(qiáng)大的建模和仿真功能，主要是通過Simulink和編輯M文件來實(shí)現(xiàn)。Simulink 是由模塊庫、模型構(gòu)造及分析指令、演示程序三部分組成。在

87、Simulink 環(huán)境中，對(duì)于由微分方程或差分方程描寫的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)，用戶無須編寫文本形式的程序，而只要通過一些簡單的鼠標(biāo)操作就可形象地建立起被研究系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，并進(jìn)行仿真和分析研究。SIMULINK 在通信工具箱（Communication Toolbox）的配合下，只需要少量的代碼，就可對(duì)通信系統(tǒng)進(jìn)行深入的建模、仿真和分析研究。</p><p>　　信源模型仿真:在計(jì)算機(jī)仿真中，考慮一個(gè)二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)。

88、采用等效低通的分析方法，用隨機(jī)的0,1組合來表示信號(hào)。在MATLAB軟件中，rand可以在0，1間產(chǎn)生均勻分布的一個(gè)隨機(jī)數(shù)字，再通過比較、判斷、循環(huán)語句就可以仿真系統(tǒng)的信號(hào)源。由于每個(gè) QPSK符號(hào)可以代表2比特，所以要產(chǎn)生的信號(hào)源每一個(gè)碼元含有2比特。</p><p>　　信道模型仿真:由多徑衰落信道的模型定義可知，瑞利多徑衰落信道可以將同相和正交分量用0均值，等方差的獨(dú)立高斯隨機(jī)過程來模擬。高斯隨機(jī)過程可以通

89、過Matlab內(nèi)置函數(shù)randn產(chǎn)生，randn(N,M)產(chǎn)生N行M列的高斯分布序列。因此，對(duì)于本設(shè)計(jì)，每個(gè)比特進(jìn)行編碼時(shí)的信道都是不同的，對(duì)應(yīng)的多徑衰落信道程序應(yīng)該置于編碼的循環(huán)程序內(nèi)。</p><p>　　信號(hào)在信道中傳輸時(shí)，也受到加性高斯噪聲的干擾。加性高斯噪聲指噪聲的概率密度函數(shù)滿足正態(tài)分布統(tǒng)計(jì)特性，同時(shí)它的功率譜密度函數(shù)是常數(shù)的一類噪聲。在通信系統(tǒng)的理論分析中，特別是在分析、計(jì)算系統(tǒng)抗噪聲性能時(shí)，經(jīng)常假

90、定系統(tǒng)中信道噪聲為加性高斯噪聲。其原因在于，一是加性高斯噪聲可用具體的數(shù)學(xué)表達(dá)式表述（比如，只要知道了均值和方差，則高斯白噪聲的一維概率密度函數(shù)便可由式：</p><p><b>　　(4-4)</b></p><p>　　確定，只要知道了功率譜密度值，高斯白噪聲的功率譜密度函數(shù)便可由式：</p><p><b>　　(4-5)<

91、;/b></p><p>　　決定），便于推導(dǎo)分析和運(yùn)算；二是高斯型白噪聲確實(shí)反映了實(shí)際信道中的加性噪聲情況，比較真實(shí)地代表了信道噪聲的特性。</p><p>　　加性高斯白噪聲可以通過randn函數(shù)產(chǎn)生，其方差sgma由每符號(hào)能量Eav和每比特信噪比snr確定。 </p><p>　　4.2.3 設(shè)計(jì)調(diào)用函數(shù)</p><p>　　本次

92、設(shè)計(jì)就是利用Matlab的函數(shù)式M文件來編寫程序，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)正交空時(shí)分組編碼系統(tǒng)的性能仿真。下面就對(duì)這次設(shè)計(jì)中應(yīng)用到的函數(shù)做簡單的介紹。</p><p><b>　　◆Randn函數(shù)</b></p><p>　　產(chǎn)生正態(tài)分布的隨機(jī)矩陣。主要格式是：out=randn(m)，就是隨機(jī)產(chǎn)生m×1的[0，1]矩陣。</p><p>　　◆S

93、emilogy函數(shù)</p><p>　　y軸對(duì)數(shù)坐標(biāo)圖，屬于單對(duì)數(shù)函數(shù)的一種。主要格式是：semilogy(Y)，就是以索引為橫軸，Y中的數(shù)據(jù)為縱軸繪制曲線，只是這里縱軸y要用對(duì)數(shù)表度表示。</p><p><b>　　◆conv函數(shù)</b></p><p>　　利用這個(gè)函數(shù),來作出兩個(gè)信號(hào)的卷積</p><p><

94、;b>　　◆mod函數(shù)</b></p><p>　　利用此函數(shù)，將卷積值u,作mod(u,2)后，變?yōu)?、1序列。</p><p><b>　　◆Legend函數(shù)</b></p><p>　　提供一個(gè)圖例來標(biāo)注各種線型對(duì)應(yīng)的曲線</p><p>　　4.2.4迫零均衡器系統(tǒng)仿真</p>&

95、lt;p>　　迫零均衡器在移動(dòng)通信中應(yīng)用研究的整個(gè)模型如圖4.1：</p><p>　　圖4.1 整個(gè)研究仿真系統(tǒng)框圖</p><p>　　均衡器的仿真模型可以分兩種，第一種：首先產(chǎn)生基帶(PSK )信號(hào)，然后將基帶信號(hào)調(diào)制到中頻上去，在中頻上加上多徑干擾，再加上高斯白噪聲，然后對(duì)已調(diào)信號(hào)進(jìn)行同頻同相解調(diào)，解調(diào)輸出信號(hào)送到均衡器進(jìn)行均衡。需要說明的是，為了簡化實(shí)際問題，而又能保證模

96、型能夠逼近實(shí)際的系統(tǒng)，采用同頻同相的解調(diào)是完全可以的。第二種：首先產(chǎn)生基帶(PSK)信號(hào)，再在基帶信號(hào)上加上多徑干擾和高斯白噪聲，而后直接送到均衡器進(jìn)行均衡。上述兩種方案雖然不盡相同，但是對(duì)于均衡器來講輸入的信號(hào)均為基帶的信號(hào)，從這個(gè)角度來講，無論是多徑干擾加在中頻上還是加在基帶上面，效果都是一樣的。本次設(shè)計(jì)采用第二種，原理圖如4.1圖。</p><p>　　本文采用 MATLAB 進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真，MATLAB

97、的功能非常強(qiáng)大，具有很多內(nèi)部函數(shù)，速度快而且效率很高，是一種很高效的仿真平臺(tái)，采用圖 4.1 所示均衡器模型，結(jié)構(gòu)清晰，大致分四個(gè)部分如下：</p><p>　?。ㄒ唬┗鶐盘?hào)發(fā)生器</p><p>　　利用 Matlab 內(nèi)部函數(shù) randint可以很方便的產(chǎn)生PSK基帶信號(hào)，而且產(chǎn)生的基帶信號(hào)是等概率分布。</p><p><b>　?。ǘ┬诺婪抡?

98、lt;/b></p><p>　　選擇離散多徑信道模型，如圖2.1。本次設(shè)計(jì)采用的多徑衰落信道：y=[0.04 -0.05 0.07 -0.21 -0.5 0.72 0.36 0 0.21 0.03 0.07]，輸入信號(hào)與該多徑信道相卷積，得到多徑干擾信號(hào)。多徑信道誤碼率性能仿真框圖如下圖所示:</p><p>　　圖4.2 多徑信道誤碼率性能仿真框圖</p><

99、;p>　　為了直觀地表示不同信噪比下的誤比特率，在本設(shè)計(jì)中繪制了誤比特率(BER)—比特信噪比（SNR）圖，信噪比常采用dB表示，習(xí)慣起見，用semilogy函數(shù)繪制半對(duì)數(shù)坐標(biāo)圖。橫坐標(biāo)表示比特信噪比（單位：dB），縱坐標(biāo)表示誤比特率。為了體現(xiàn)Rayleigh 衰落對(duì)系統(tǒng)性能的嚴(yán)重影響，增加只存在加性高斯噪聲的無衰落信道下PSK子系統(tǒng)的誤碼率—信噪比性能曲線來實(shí)現(xiàn)對(duì)比。為了區(qū)分每條曲線，需要對(duì)曲線進(jìn)行標(biāo)注。</p>

100、<p><b>　　加高斯白噪聲</b></p><p>　　選用awgn 函數(shù)，可以對(duì)高斯白噪聲的信噪比進(jìn)行參數(shù)化設(shè)定。 </p><p>　?。ㄋ模┚馄鳎ㄓ袩o）</p><p>　　根據(jù)要求，用不同抽頭系數(shù)的迫零均衡器進(jìn)行研究，（包括沒有均衡器的情況下），根據(jù)選擇的均衡算法做迭代運(yùn)算，最終計(jì)算出均衡后的輸出結(jié)果，求出各自的

101、誤碼率?；趍atlab仿真該系統(tǒng)代碼見附錄。</p><p>　　4.2.5 線性均衡器誤碼性能的仿真研究結(jié)果</p><p>　　.無均衡器情況下，仿真模型如下4.3圖：</p><p>　　圖4.3 無均衡情況下系統(tǒng)模型</p><p>　　根據(jù)原理，編寫代碼見附錄，無均衡情況下輸出信號(hào)的誤碼性能如下4.4圖：</p>

102、<p>　　4.4 無均衡器輸出誤碼</p><p>　?。ǘ?信道的頻譜特征、均衡器的頻普特征及信道和均衡器級(jí)連系統(tǒng)的特性如下圖：</p><p><b>　　4.5信道的頻譜圖</b></p><p>　　4.6 k=2等效信道譜圖</p><p>　　4.7 k=8等效信道譜圖</p>

103、<p>　　4.8 k=15等效信道譜圖</p><p>　　在迫零均衡情況下，系統(tǒng)仿真模型如4.9圖：</p><p>　　圖4.9 迫零系統(tǒng)仿真模型</p><p>　　根據(jù)要求，研究不同抽頭系數(shù)迫零均衡器情況下的誤碼性能，并且與理論情況下比較，不同情況系統(tǒng)的誤碼性能如下圖（不同情況下輸出的誤碼率放一起便于比較）</p><p

104、>　　4.10 五種誤碼率的比較</p><p><b>　　總結(jié):</b></p><p>　　從圖4.6,4.7和4.8中可以看出抽頭系數(shù)越多，等效的信道越接近一條直線，隨著抽頭系數(shù)的增多，效果越理想，均衡越好。</p><p>　　從圖4.10中可以看出沒有均衡的誤碼率大于有均衡的誤碼率，而且抽頭系數(shù)為31的誤碼率的值比抽頭系數(shù)為5

105、的誤碼率的值更接近理論值。抽頭系數(shù)越多，越接近理論值，可以說明抽頭系數(shù)越多，均衡效果越好。</p><p><b>　　5 總結(jié)</b></p><p>　　本論文首先分析了各種通信信道的特性，在此基礎(chǔ)上提出了通信信道的數(shù)學(xué)(仿真)模型。為了能更加有效的抑制碼間干擾,分析了碼間于擾產(chǎn)生的機(jī)理以及無碼間干擾的條件。簡要介紹了均衡的概念，給出了帶均衡器的數(shù)字通信等效模型，

106、以后各章的仿真和分析都以此等效模型為基礎(chǔ)。概述了迫零均衡的一般原理和特點(diǎn)。分析了各種均衡器結(jié)構(gòu)，并對(duì)其進(jìn)行了比較。依次介紹了橫向均衡器及分?jǐn)?shù)間隔均衡器，給出了它們的結(jié)構(gòu)框圖，分析了其均衡前后信號(hào)的表達(dá)式。橫向均衡器結(jié)構(gòu)簡單，易于實(shí)現(xiàn)，但是對(duì)于畸變比較嚴(yán)重的信道卻無能為力。分?jǐn)?shù)間隔均衡器不需要波形成形濾波器，在嚴(yán)重畸變的信道下均衡能力明顯優(yōu)于碼元間隔均衡器。。</p><p>　　在信息日益膨脹的數(shù)字化、信息化時(shí)代

107、，通信系統(tǒng)擔(dān)負(fù)了重大的任務(wù)，這要求數(shù)字通信系統(tǒng)向著高速率、高可靠性的方向發(fā)展。均衡技術(shù)是現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中一項(xiàng)非常重要的技術(shù)，能夠有效地消除多徑信道所帶來的 ISI，能夠很好的補(bǔ)償信道的非理想特性，從而減輕信號(hào)的畸變，降低誤碼率。在高速通信、無線通信領(lǐng)域，信道對(duì)信號(hào)的畸變將更加的嚴(yán)重，因此信道均衡技術(shù)是不可或缺的。線性均衡能夠成為通信系統(tǒng)中一項(xiàng)關(guān)鍵的技術(shù)?；诖耍疚膶?duì)均衡器的結(jié)構(gòu)做了理論研究，對(duì)迫零均衡器進(jìn)行matlab仿真分析，對(duì)輸