pcm編碼器畢業(yè)論文

1、<p><b>　　1緒論</b></p><p>　　脈碼調(diào)制原理，是英國人A.H.里夫斯于1939年提出的。1944年美國貝爾研究所開始用電子管進行試驗研究，并于1946年制成一部實驗性設備，在微波線路上試驗。第二次世界大戰(zhàn)期間，美國研制成小容量微波脈碼調(diào)制設備并在陸軍中使用。1962年，美國研制成晶體管時分多路脈碼調(diào)制設備（T1型24路數(shù)字載波系統(tǒng)），并在市話網(wǎng)中使用。此后，

2、各國紛紛研制和采用24路或30路脈碼調(diào)制統(tǒng)。1965年貝爾研究所又研制成每秒224兆比的脈碼調(diào)制實驗系統(tǒng)并在同軸電纜線路上進行傳輸試驗(后改用274兆比)。1975年，加拿大正式裝用LD-4型每秒 274兆比、4032話路的同軸電纜脈碼調(diào)制系統(tǒng)。脈碼調(diào)制系統(tǒng)開始向長距離、大容量方向發(fā)展。</p><p>　　中國從20世紀60年代開始研究脈碼調(diào)制技術，70年代初開始研制24路和30路脈碼調(diào)制設備。1975年，郵電

3、部確定采用每秒2.048兆比的 30路脈碼調(diào)制設備作為一次群標準制式，1978年制成設備。1979年和1981年，分別制成二次群每秒8.448兆比120路和三次群每秒34兆比的480路復接設備。</p><p>　　脈沖編碼調(diào)制(pulsecodemodulation,PCM)是概念上最簡單理論上最完善的編碼系統(tǒng),是最早研制成功! 近十年來,隨著大規(guī)模集成電路的飛速發(fā)展,已可將話路濾波器和PCM編碼器集成在同一芯

4、片上,這使PCM在光纖通信,數(shù)字微波通信,衛(wèi)星通信等數(shù)字通信領域中獲得了更廣泛的應用，然而在某些需要PCM編碼器的實際應用中,如數(shù)字交換機中的信號音的產(chǎn)生和實現(xiàn),單靠PCM編解碼芯片來完成整個編解碼功能,在電路設計和實現(xiàn)上都顯得煩瑣和笨拙,相反如果運用軟件方法來實現(xiàn)PCM編解碼芯片的部分功能并與PCM編解碼芯片相結合來共同完成整個電路設計上的編解碼,不僅設計簡單,靈活方便,而且往往可以達到事半功倍的結果。</p><

5、p>　　PCM通信系統(tǒng)采用基帶傳輸?shù)腜CM通信系統(tǒng)發(fā)送端通常由抽樣、量化和編碼三部分組成,其中量化和編碼共同完成模擬)到數(shù)字(A/D變換)功能“信源f(t)經(jīng)脈沖序列p(t)抽樣產(chǎn)生零階抽樣保持信號fs0(t),它是PAM信號,具有離散時間,連續(xù)幅度”量化過程就是將此信號轉換成離散時間,離散幅度的多電平數(shù)字信號"從數(shù)學角度理解,量化是把一個連續(xù)幅度值的無限數(shù)集合映射到一個離散幅度值有限的集合"fD(t)為編碼后

6、PCM信號"fD(t)經(jīng)數(shù)字-模擬轉換(D/A變換)后恢復為PAM信號fs0(t),再經(jīng)1/Sa(x)低通補償濾波器即可重建f(t)。視頻A/D轉換器又稱編碼器,它是將視頻模擬信號經(jīng)過取樣,量化,編碼三個環(huán)節(jié)的操作轉換成等幅脈沖序列的數(shù)字信號。</p><p>　　這一過程稱為脈沖編碼調(diào)制(PCM), 從本質(zhì)上講,脈碼調(diào)制也是一種頻譜變換。如對具有0～fm帶寬的原始信號基帶,以fs頻率對其進行幅度取樣,

7、相當于基帶對fs及其各次諧波進行調(diào)幅,形成許多間隔為fs的雙連帶信號。</p><p><b>　　2總體方案</b></p><p>　　針對課題要求，現(xiàn)有脈沖編碼和差分脈沖編碼兩種方式可以實現(xiàn)基帶傳輸編碼器。</p><p><b>　　2.1方案論證</b></p><p>　　2.1.1 P

8、CM編碼方案</p><p>　　PCM時分復用數(shù)字基帶傳輸，是各路信號在同一信道上占有不同的時間間隙進行通信。它把模擬信號通過抽樣、量化、編碼轉變?yōu)閿?shù)字信號，這些都靠編碼器來實現(xiàn)，然后在位同步和幀同步信號得控制下通過復接器實現(xiàn)復接，復接后的信號通過信道傳輸，分接器在同步信號得作用下把接受到得信號進行分路，分路后得信號通過PCM譯碼、低通濾波器還原出輸入得模擬語音信號。同步技術是時分復用數(shù)字通信得又一個重要特點。

9、位同步是最基本得同步，是實現(xiàn)幀同步的前提。它的基本含義是收、發(fā)兩端機得時鐘頻率必須同頻、同相，這樣接收端才能正確判斷和接受發(fā)送端送來的每一個嗎元。幀同步是為了保證收、發(fā)各對應的話路在時間上保持一致，這樣接收端就能正確接受發(fā)送端送來的每一個話路信號。</p><p>　　晶振、分頻器1、分頻器2及抽樣信號（時隙同步信號）產(chǎn)生器構成一個定時器，為兩個PCM編譯碼器提供2.048MHZ得時鐘信號和8KHZ的時隙同步信號

10、。此處將同步器產(chǎn)生得時鐘信號及時隙同步信號直接送給譯碼器。</p><p>　　由于時鐘頻率為20.48MHZ，抽樣信號頻率為8KHZ，故PCN-A及PCM-B的碼速率就是2.048MB，一幀中有32個時隙，其中1個時隙為PCM編碼數(shù)據(jù)，另外31個時隙都是空時隙。</p><p>　　PCM基帶傳輸系統(tǒng)的系統(tǒng)框圖如圖2-1所示。</p><p>　　圖2-1 PC

11、M基帶傳輸系統(tǒng)</p><p>　　2.1.2 DPCM編碼方案</p><p>　　從抽樣理論中得知，話音信號相鄰的抽樣之間有很強的相關性，即信號的一個抽樣值到另一個抽樣值之間不會發(fā)生迅速的變化。它說明話音信號本身含有大量的多余成分。如果我們設法減小或去除這些多余成分，則可大大提高通信的有</p><p>　　效性。根據(jù)這個原理，把話音樣值分為兩個成份，一個成份與

12、過去的樣值關，即可以根據(jù)過去的樣值來加以預測；另一個是不可預測的?？深A測的成分是由過去的一些適當樣值加權后得到，不可預測的成分可看成是預測誤差。在實際中，就不必直接傳送原始抽樣系列，只需傳送差值序列就行了，由于樣值序列的相關性使得差值序列的信息可以代替樣值序列中的信息。這種考慮利用語音信號的相關性找出可反映信號變化特性的一個差值進行編碼，對差值序列進行量化編碼的方法稱為差分脈沖編碼調(diào)制，簡稱DPCM。</p><p&

13、gt;　　DPCM就是對樣值的差值序列進行量化編碼，它的實現(xiàn)有兩個問題要加以解決。一是發(fā)送端要將養(yǎng)值序列轉換為差值序列;二是接受端要將差值序列還原成樣值序列,至于其它電路構成,如抽樣、量化、編碼、譯碼、濾波則完全和PCM通信一樣。</p><p><b>　　2.2方案選擇</b></p><p>　　本論文采用的是方案一的結構，PCM在光纖通信,數(shù)字微波通信,衛(wèi)星通

14、信等數(shù)字通信領域中獲得了更廣泛的應用"然而在某些需要PCM編碼器的實際應用中,如數(shù)字交換機中的信號音的產(chǎn)生和實現(xiàn),單靠PCM編解碼芯片來完成整個編解碼功能,在電路設計和實現(xiàn)上都顯得煩瑣和笨拙,相反如果運用軟件方法來實現(xiàn)PCM編解碼芯片的部分功能并與PCM編解碼芯片相結合來共同完成整個電路設計上的編解碼,不僅設計簡單,靈活方便,而且往往可以達到事半功倍的結果。</p><p><b>　　3基帶

15、傳輸原理</b></p><p>　　3.1數(shù)字基帶傳輸概述</p><p>　　3.1.1 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)</p><p>　　來自數(shù)據(jù)終端的原始數(shù)據(jù)信號，如計算機輸出的二進制序列，電傳機輸出的代碼，或者是來自模擬信號經(jīng)數(shù)字化處理后的PCM碼組，ΔM序列等等都是數(shù)字信號。這些信號往往包含豐富的低頻分量，甚至直流分量，因而稱之為數(shù)字基帶信號。在某些具有

16、低通特性的有線信道中，特別是傳輸距離不太遠的情況下，數(shù)字基帶信號可以直接傳輸，我們稱之為數(shù)字基帶傳輸。</p><p>　　目前，雖然在實際應用場合，數(shù)字基帶傳輸不如頻帶傳輸?shù)膽媚菢訌V泛，但對于基帶傳輸系統(tǒng)的研究仍是十分有意義的。一是因為在利用對稱電纜構成的近距離數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)廣泛采用了這種傳輸方式，例如以太網(wǎng)；二是因為數(shù)字基帶傳輸中包含頻帶傳輸?shù)脑S多基本問題，也就是說，基帶傳輸系統(tǒng)的許多問題也是頻帶傳輸系統(tǒng)必須

17、考慮的問題，例如傳輸過程中的碼型設計與波形設計；三是因為任何一個采用線性調(diào)制的頻帶傳輸系統(tǒng)均可以等效為基帶傳輸系統(tǒng)來研究。</p><p>　　3.1.2 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的基本組成</p><p>　　數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的基本結構如圖3-1所示。它主要由編碼器、信道發(fā)送濾波器、信道、接收濾波器、抽樣判決器和解碼器組成。此外為了保證系統(tǒng)可靠有序地工作，還應有同步系統(tǒng)。</p>

18、<p>　　圖3-1 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)</p><p>　　其中，各部分的功能為：</p><p>　?、倬幋a器：將信源或信源編碼輸出的碼型（通常為單極性不歸零碼NRZ）變?yōu)檫m合于信道傳輸?shù)拇a型。</p><p>　?、谛诺腊l(fā)送濾波器：將編碼之后的基帶信號變換成適合于信道傳輸?shù)幕鶐盘?，這種變換主要是通過波形變換來實現(xiàn)的，其目的是使信號波形與信道匹配，便

19、于傳輸，減小碼間串擾，利于同步提取和抽樣判決。</p><p>　?、坌诺溃核窃试S基帶信號通過的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架空明線等。信道的傳輸特性通常不滿足無失真?zhèn)鬏敆l件，甚至是隨機變化的。另外信道還會額外引入噪聲。</p><p>　?、芙邮諡V波器：它的主要作用是濾除帶外噪聲，對信道特性均衡，使輸出的基帶波形無碼間串擾，有利于抽樣判決。</p><p>

20、;　　⑤抽樣判決器：它是在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定的時刻（由位定時脈沖控制）對接收濾波器的輸出波形進行抽樣判決，以恢復或再生基帶信號。</p><p>　　⑥解碼器：對抽樣判決器輸出的信號進行譯碼，使輸出碼型符合收終端的要求。</p><p>　?、咄狡鳎禾崛∥煌叫盘枺话阋笸矫}沖的頻率等于碼速率。各階段的碼型與波形變化如圖3-2所示。</p><p&

21、gt;　　圖3-2 數(shù)字基帶傳輸過程的波形變化過程</p><p>　　其中， m( t )是輸入的基帶信號，這里是最常見的單極性非歸零信號； m`( t )是進行碼型變換后的波形； 是進行發(fā)送濾波成型之后的波形，m1( t )是一種適合在信道中傳輸?shù)牟ㄐ危籱2( t )　是信道輸出信號，顯然由于信道頻率特性不理想，波形發(fā)生失真并疊加了噪聲；r( t )為接收濾波器輸出波形, 與 m2( t )相比，失真和噪聲得

22、到減弱； cp( t )是位定時同步脈沖； m3( t )為抽樣判決之后恢復的信息； m0( t )是譯碼之后獲得的接收信息，由于本例中的編碼較簡單，因此與 </p><p>　　m3( t )相同。由以上過程可以看出，接收端能否正確恢復出信息，主要在于能否有效地抑制噪聲和減小碼間串擾。</p><p>　　3.1.3 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的基本波形   

23、0;         </p><p>　　數(shù)字基帶信號的類型有很多，常見的有矩形脈沖、三角波、高斯脈沖和升余弦脈沖等。其中最常用的是矩形脈沖，因為矩形脈沖易于形成和變換，下面就以矩形脈沖為例介紹幾種最常見的基帶信號波形。</p><p>　?。?）單極性不歸零波形：這是一種最簡單、最常用的基帶信號形式。這種信

24、號脈沖的零電平和正電平分別對應著二進制代碼0和1，或者說，它在一個碼元時間內(nèi)用脈沖的有或無來對應表示0或1碼。其特點是極性單一、有直流分量、脈沖之間無間隔。另外位同步信息包含在電平的轉換之中，而當出現(xiàn)連0序列時沒有位同步信息。如圖3-3中的（a）所示。</p><p>　?。?）雙極性不歸零波形：在雙極性不歸零波形中，脈沖的正、負電平分別對應于二進制代碼1、0，由于它是幅度相等極性相反的雙極性波形，故當0、1符號

25、等概率出現(xiàn)時無直流分量。這樣，恢復信號的判決電平為0，因而不受信道特性變化的影響，抗干擾能力也較強，故雙極性波形有利于在信道中傳輸。如圖3-3中的（b）所示。</p><p>　?。?）單極性歸零波形：單極性歸零波形與單極性不歸零波形的區(qū)別是有電脈沖寬度小于碼元寬度，每個有電脈沖在小于碼元長度內(nèi)總要回到零電平，所以稱為歸零波形。單極性歸零波形可以直接提取定時信息，而其他波形提取位定時信號時需要采用的一種過渡波形。

26、如圖3-3中的（c）所示。</p><p>　?。?）雙極性歸零波形：它是雙極性波形的歸零形式。圖可見，每個碼元內(nèi)的脈沖都回到零電平，即相鄰脈沖之間必定留有零電位的間隔。它除了具有雙極性不歸零波形的特點外，還有利于同步脈沖的提取。如圖3-3中的（d）所示。</p><p>　?。?）差分波形：這種波形不是用碼元本身的電平表示消息代碼， 而是用相鄰碼元的電平的跳變和不變來表示消息代碼。圖中，

27、以電平跳變表示1，以電平不變表示0，當然上述規(guī)定也可以反過來。由于差分波形是以相鄰脈沖電平的相對變化來表示代碼，因此稱它為相對碼波形，而相應地稱前面的單極性或雙極性波形為絕對碼波形。用差分波形傳送代碼可以消除設備初始狀態(tài)的影響，特別是在相位調(diào)制系統(tǒng)中用于解決載波相位模糊問題。如圖3-3中的（e）所示。</p><p>　　（6）多電平波形：上述各種信號都是一個二進制符號對應一個脈沖。實際上還存在多于一個二進制符號

28、對應一個脈沖的情形，這種波形統(tǒng)稱為多電平波形或多值波形。如圖3-3中的（f）所示。</p><p>　　圖3-3 常見的基帶信號波形</p><p>　　（7）數(shù)字基帶信號的一般表達式：消息代碼的電信號波形并非一定是矩形的，還可以是其他形式。但無論采用什么形式的波形，數(shù)字基帶信號都可用數(shù)學表式表示出來。若假設數(shù)字基帶信號中各碼元的波形相同而取值不同，則數(shù)字基帶號的時域波形可以表示為：<

29、;/p><p>　　其中， an是第 n個信息符號所對應的電平值（0、1或-1、+1等），由信息碼和編碼規(guī)律決定； Ts為碼元間隔； g( t )為某種標準脈沖波形，對于二進制代碼序列，若令g1( t )代表“0”， g2( t )代表“1”，則：</p><p>　　由于an 是一個隨機變量。因此，通常在實際中遇到的基帶信號s( t ) 都是一個隨機的脈沖序列。</p>

30、<p>　　3.2數(shù)字基帶傳輸?shù)拇a型設計</p><p>　　3.2.1 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的基本波形</p><p>　　在實際的基帶傳輸系統(tǒng)中，并不是所有信息碼的電信號波形都能在信道中傳輸。例如，前面介紹的含有直流分量和較豐富低頻分量的單極性基帶波形就不宜在低頻傳輸特性差的信道中傳輸，因為它有可能造成信號嚴重畸變。又如，當消息代碼中包含長串的連續(xù)“1”或“0”符號時，非歸零

31、波形呈現(xiàn)出連續(xù)的固定電</p><p>　　平，因而無法獲取定時信息。單極性歸零碼在傳送連“0”時，存在同樣的問題。因此，信息碼在進行傳輸之前，必須經(jīng)過碼型變換，變換為適用于信道傳輸?shù)男?。傳輸碼型（或稱線路碼）的結構將取決于實際信道特性和系統(tǒng)工作的條件。通常，傳輸碼型的設計應具有下列主要特性 。 </p><p>　?。?）相應的基帶信號無直流分量，且低頻分量少；</p>

32、<p>　?。?）便于從信號中提取定時信息。為此，要求傳輸碼型應含有（或者經(jīng)變換后含有）時鐘頻率分量，且不能出現(xiàn)過多的連“0”碼，否則提取的時鐘信號就會很不穩(wěn)定，引起同步偏移；</p><p>　?。?）信號中高頻分量盡量少，以節(jié)省傳輸頻帶并減少碼間串擾；</p><p>　?。?）不受信息源統(tǒng)計特性的影響，即能適應于信息源的變化；</p><p>　?。?/p>

33、5）具有內(nèi)在的檢錯能力，傳輸碼型應具有一定規(guī)律性，以便利用這一規(guī)律性進行宏觀監(jiān)測；</p><p>　?。?）編譯碼設備要盡可能的簡單。</p><p>　　3.2.2 常見的傳輸碼型              </p><p>　?。?

34、）傳號反轉交替碼（AMI碼）：AMI碼的編碼規(guī)則是將二進制消息代碼“1”交替地變換為傳輸碼的“+1”和“-1”，而“0”保持不變。AMI碼對應的基帶信號是正負極性交替的脈沖序列，而0電位持不變的規(guī)律。AMI碼的優(yōu)點是：由于+1與-1交替，AMI碼的功率譜中不含直流成分，高、低頻分量少。位定時頻率分量，雖然為0，但只要將基帶信號經(jīng)全波整流變?yōu)閱螛O性歸零波形，便可提取位定時信號。此外，AMI碼的編譯碼電路簡單，便于利用傳號極性交替規(guī)律觀察誤

35、碼情況。鑒于這些優(yōu)點，AMI碼是CCITT建議采用的傳輸碼性之一。AMI碼的不足是，當原信碼出現(xiàn)連“0”串時，信號的電平長時間不跳變，造成提取定時信號的困難，解決連“0”碼問題的有效方法之一是采用HDB3碼。AMI碼的碼型如圖3-4中的（b）所示。</p><p>　?。?）三階高密度雙極性碼（HDB3碼）：HDB3碼是AMI碼的一種改進碼型，其目的是為了保持AMI碼的優(yōu)點而克服其缺點，使連“0”個數(shù)不超過3個。

36、其編碼規(guī)則如下：</p><p>　　① 當信碼的連“0”個數(shù)不超過3個時，仍按AMI碼的規(guī)則，即傳號極性交替；</p><p>　　② 當連“0”個數(shù)超過3個時，則將第4個“0”改為非“0”脈沖，記為+V或-V，稱之為破壞脈沖。相鄰V碼的極性必須交替出現(xiàn)，以確保編好的碼中無直流分量； </p><p>　?、?為了便于識別，V碼的極性應與其前一個非“0”

37、脈沖的極性相同，否則，將四連“0”的第一個“0”更改為與該破壞脈沖相同極性的脈沖，并記為+B或-B；</p><p>　?、?破壞脈沖之后的傳號碼極性也要交替。 </p><p>　　雖然HDB3碼的編碼規(guī)則比較復雜，但譯碼卻比較簡單。從上述原理看出，每一個破壞符號V總是與前一非0符號同極性（包括B在內(nèi)）。這就是說，從收到的符號序列中可以容易地找到破壞點V，于是也斷定V符號及其前面的3個符

38、號必是連0符號，從而恢復4個連0碼，再將所有-1變成+1后便得到原消息碼。</p><p>　　HDB3碼保持了AMI碼的優(yōu)點外，同時還將連“0”碼限制在3個以內(nèi)，故有利于位定時信號的提取。HDB3碼是應用最為廣泛的碼型，A律PCM四次群以下的接口碼型均為HDB3碼。HDB3碼的碼型如圖3-4中的（c）所示。</p><p>　?。?）傳號反轉碼（CMI碼）：CMI碼的編碼規(guī)則是：“1”碼

39、交替“11”和“00”兩位碼表示；“0”碼固定地用“01”表示。CMI碼有較多的電平躍變，因此含有豐富的定時信息。 此外，由于10為禁用碼組，不會出現(xiàn)3個以上的連碼， 這個規(guī)律可用來進行檢錯。由于CMI碼易于實現(xiàn)，且具有上述特點，因此是CCITT推薦的PCM高次群采用的接口碼型，在速率低于8.448 Mb/s的光纖傳輸系統(tǒng)中有時也用作線路傳輸碼型。CMI碼的碼型如圖3-4中的（d）所示。</p><p>　?。?

40、）數(shù)字雙相碼（曼徹斯特碼）：曼徹斯特碼與CMI碼類似，它也是一種雙極性二電平碼。曼徹斯特碼用一個周期的正負對稱方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。編碼規(guī)則之一是：“0”碼用“01”兩位碼表示，“1”碼用“10”兩位碼表示。曼徹斯特碼只有極性相反的兩個電平，而不像前面的三種碼具有三個電平。因為雙相碼在每個碼元周期的中心點都存在電平跳變，所以富含位定時信息。又因為這種碼的正、負電平各半，所以無直流分量，編碼過程也很簡單，但占用帶寬是原

41、信碼的2倍。曼徹斯特碼的碼型如圖3-4中的（e）所示。 </p><p>　　圖3-4 常見的基帶傳輸碼型</p><p>　　可以看出，這些碼型均不含有直流分量，且高頻分量較小。有些碼型雖然沒有時鐘分量，但含有1/2時鐘頻率的分量，也可以通過一定的處理從而獲得定時信息。另外，所有碼型均具有一定的規(guī)律性，接收端可以據(jù)此進行誤碼檢測。</p><p>　　3

42、.3數(shù)字基帶傳輸?shù)牟ㄐ卧O計</p><p>　　數(shù)字信號基帶傳輸?shù)囊笈c模擬信號傳輸?shù)囊蟛煌ＤM信號由于待傳信息包含在信號的波形之中，因此要求接收端無波形失真；而數(shù)字信號的待傳信息包含在碼元的組合之中，因此要求接收端無差錯的恢復出發(fā)送的碼元流，可以允許一定的波形失真，只要失真程度不影響碼元的恢復即可。</p><p>　　二進制數(shù)字基帶波形都是矩形波，在畫頻譜時通常只畫出了其中能量最集

43、中的頻率范圍，但這些基帶信號在頻域內(nèi)實際上是無窮延伸的。如果直接采用矩形</p><p>　　脈沖的基帶信號作為傳輸碼型，由于實際信道的頻帶都是有限的，則傳輸系統(tǒng)接收端所得的信號頻譜必定與發(fā)送端不同，這就會使接收端數(shù)字基帶信號的波形失真。大多數(shù)有線傳輸?shù)那闆r下，信號頻帶不是陡然截止的，而且基帶頻譜也是逐漸衰減的，采用一些相對來說比較簡單的補償措施（如簡單的頻域或時域均衡）可以將失真控制在比較小的范圍內(nèi)。較小的波形

44、失真對于二進制基帶信號影響不大，只是使其抗噪聲性能稍有下降，但對于多進制信號，則可能造成嚴重的傳輸錯誤。當信道頻帶嚴格受限時（如數(shù)字基帶信號經(jīng)調(diào)制通過頻分多路通信信道傳輸），波形失真問題就變得比較嚴重，尤其在傳輸多進制信號時更為突出。圖3-5反映了在帶寬受限的信道中信號波形的變化。</p><p>　　圖3-5帶寬受限的信道中信號波形的變化</p><p>　　基帶脈沖序列通過系統(tǒng)時，系統(tǒng)

45、的濾波作用使傳輸波形中出現(xiàn)的波形失真、拖尾等現(xiàn)象，接收端在按約定的時隙對各點進行抽樣，并以抽樣時刻測定的信號幅度為依據(jù)進行判決，來導出原脈沖的消息。若重疊到鄰接時隙內(nèi)的信號太強，就可能發(fā)生錯誤判決。若相鄰脈沖的拖尾相加超過判決門限，則會使發(fā)送的“0”判為“1”。實際中可能出現(xiàn)好幾個鄰近脈沖的拖尾疊加，這種脈沖重疊，并在接收端造成判決困難的現(xiàn)象叫做碼間干擾。</p><p>　　因此可以看出，傳輸基帶信號受到約束的

46、主要因素是系統(tǒng)的頻率特性。當然可以有意地加寬傳輸頻帶使這種干擾減小到任意程度。然而這會導致不必要地浪費帶寬。如果信道帶寬展寬得太多還會將過大的噪聲引入系統(tǒng)。因此應該探索另外的代替途徑，即通過設計信號波形，或采用合適的傳輸濾波器，設法使拖尾值在判決時刻為0，以便在最小傳輸帶寬的條件下大大減小或消除這種干擾。</p><p>　　奈奎斯特第一準則解決了消除這種碼間干擾的問題，并指出當傳輸信道具有理想低通濾波器的幅頻特

47、性時，信道帶寬與碼速率的基本關系。即：</p><p>　　式中 Rb為傳碼率，單位為比特/每秒（bps）。fn為理想信道的低通截止頻率。上式說明了理想信道的頻帶利用率為：</p><p>　　在圖3-6中給出了無碼間干擾的基帶信號波形。</p><p>　　圖3-6 基帶信號波形</p><p><b>　　4 編碼器系統(tǒng)<

48、;/b></p><p><b>　　4.1系統(tǒng)介紹</b></p><p>　　PCM即脈沖編碼調(diào)制，在通信系統(tǒng)中完成將語音信號數(shù)字化功能。PCM的實現(xiàn)主要包括三個步驟完成：抽樣、量化、編碼。分別完成時間上離散、幅度上離散、及量化信號的二進制表示。根據(jù)CCITT的建議，為改善小信號量化性能，采用壓擴非均勻量化，有兩種建議方式，分別為A律和μ律方式，我國采用了A

49、律方式，由于A律壓縮實現(xiàn)復雜，常使用 13 折線法編碼,采用非均勻量化PCM編碼示意圖見圖4-1。</p><p>　　圖4-1 PCM原理框圖</p><p>　　下面將介紹PCM編碼中抽樣、量化及編碼的原理：</p><p><b>　　(1) 抽樣</b></p><p>　　所謂抽樣，就是對模擬信號進行周期性掃

50、描，把時間上連續(xù)的信號變成時間上離散的信號。該模擬信號經(jīng)過抽樣后還應當包含原信號中所有信息，也就是說能無失真的恢復原模擬信號。它的抽樣速率的下限是由抽樣定理確定的。</p><p><b>　　(2) 量化</b></p><p>　　從數(shù)學上來看，量化就是把一個連續(xù)幅度值的無限數(shù)集合映射成一個離散幅度值的有限數(shù)集合。如圖4-2所示，量化器Q輸出L個量化值，k=1，2

51、，3，…，L。常稱為重建電平或量化電平。當量化器輸入信號幅度落在與之間時，量化器輸出電平為。這個量化過程可以表</p><p><b>　　達為： </b></p><p>　　圖4-2 模擬信號的量化</p><p>　　這里稱為分層電平或判決閾值。通常稱為量化間隔。</p><p>　　模擬信號的量化分為均勻量化和非

52、均勻量化。由于均勻量化存在的主要缺點是：無論抽樣值大小如何，量化噪聲的均方根值都固定不變。因此，當信號較小時，則信號量化噪聲功率比也就很小，這樣，對于弱信號時的量化信噪比就難以達到給定的要求。通常，把滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為動態(tài)范圍，可見，均勻量化時的信號動態(tài)范圍將受到較大的限制。為了克服這個缺點，實際中，往往采用非均勻量化。</p><p>　　非均勻量化是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔的。對于

53、信號取值小的區(qū)間，其量化間隔也??；反之，量化間隔就大。它與均勻量化相比，有兩個突出的優(yōu)點。首先，當輸入量化器的信號具有非均勻分布的概率密度（實際中常常是這樣）時，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比；其次，非均勻量化時，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號抽樣值成比例。因此量化噪聲對大、小信號的影響大致相同，即改善了小信號時的量化信噪比。</p><p>　　實際中，非均勻量化的實際方法通常是將

54、抽樣值通過壓縮再進行均勻量化。通常使用的壓縮器中，大多采用對數(shù)式壓縮。廣泛采用的兩種對數(shù)壓縮律是壓縮律和A壓縮律。美國采用壓縮律，我國和歐洲各國均采用A壓縮律，因此，PCM編碼方式采用的也是A壓縮律。</p><p>　　所謂A壓縮律也就是壓縮器具有如下特性的壓縮律：</p><p>　　A律壓擴特性是連續(xù)曲線，A值不同壓擴特性亦不同，在電路上實現(xiàn)這樣的函數(shù)規(guī)律是相當復雜的。實際中，往往都

55、采用近似于A律函數(shù)規(guī)律的13折線（A=87.6）的壓擴特性。這樣，它基本上保持了連續(xù)壓擴特性曲線的優(yōu)點，又便于用數(shù)字電路實現(xiàn)，本設計中所用到的PCM編碼正是采用這種壓擴特性來進行編 碼的。圖4-3示出了這種壓擴特性。</p><p><b>　　圖4-3 13折線</b></p><p>　　表4-1列出了13折線時的值與計算值的比較。</p><

56、p>　　表4-1 13折線表</p><p>　　表4-1中第二行的值是根據(jù)時計算得到的，第三行的值是13折線分段時的值?？梢姡?3折線各段落的分界點與曲線十分逼近，同時按2的冪次分割有利于數(shù)字化。</p><p><b>　　(3) 編碼</b></p><p>　　所謂編碼就是把量化后的信號變換成代碼，其相反的過程稱為譯碼。當然，這里

57、的編碼和譯碼與差錯控制編碼和譯碼是完全不同的，前者是屬于信源編碼的范疇。</p><p>　　在現(xiàn)有的編碼方法中，若按編碼的速度來分，大致可分為兩大類：低速編碼和高速編碼。通信中一般都采用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結為三類：逐次比較型、折疊級聯(lián)型、混合型。在逐次比較型編碼方式中，無論采用幾位碼，一般均按極性碼、段落碼、段內(nèi)碼的順序排列。下面結合13折線的量化來加以說明。</p><p&g

58、t;　　表4-2 段落碼 表4-3 段內(nèi)碼</p><p>　　在13折線法中，無論輸入信號是正是負，均按8段折線（8個段落）進行編碼。若用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值，其中用第一位表示量化值的極性，其余七位（第二位至第八位）則表示抽樣量化值的絕對大小。具體的做法是：用第二至第四位表示段落碼，它的8種可能狀態(tài)來分別代表8個段落的起點電平。其它四位表示段內(nèi)

59、碼，它的16種可能狀態(tài)來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化級。這樣處理的結果，8個段落被劃分成27＝128個量化級。段落碼和8個段落之間的關系如表4-2所示；段內(nèi)碼與16個量化級之間的關系見表4-3。</p><p>　　4.2 PCM編碼器的實現(xiàn)</p><p>　　PCM編譯碼器的實現(xiàn)可以借用單片PCM編碼器集成芯片實現(xiàn)，如：TP3067A、CD22357等。單芯片工作時只需給出外

60、圍的時序電路即可實現(xiàn)，該設計采用大規(guī)模集成電路TP3067對語音信號進行PCM編、解碼。TP3067在一個芯片內(nèi)部集成了編</p><p>　　碼電路和譯碼電路，是一個單路編譯碼器。其編碼速率2.048MHz，每一幀數(shù)據(jù)為8位，幀同步信號為8KHz。模擬信號在編碼電路中，經(jīng)過抽樣、量化、編碼，最后得到PCM編碼信號。在單路編譯碼器中，經(jīng)變換后的PCM碼是在一個時隙中被發(fā)送出去的，在其他的時隙中編譯碼器是沒有輸出的

61、，即對一個單路編譯碼器來說，它在一個PCM幀（32個時隙）里，只在一個特定的時隙中發(fā)送編碼信號。同樣，譯碼電路也只是在一個特定的時隙（此時隙應與發(fā)送時隙同，否則接收不到PCM編碼信號）里才從外部接收PCM編碼信號，然后進行譯碼，經(jīng)過帶通濾波器、放大器后輸出。具體電路圖見附錄1。仿真時將PCM編譯碼器分為編碼器和譯碼器模塊分別實現(xiàn)。</p><p>　　4.3 TP3067簡介</p><p&g

62、t;　　鑒于我國國內(nèi)采用的是A 律量化特性，因此本實驗采用TP3067 專用大規(guī)模集成電路，它是CMOS 工藝制造的單片PCMA 律編譯器，并且片內(nèi)帶輸入輸出話路濾波器。</p><p>　　TP3067 的管腳如圖4-4 所示，內(nèi)部組成框圖見附錄2。</p><p>　　TP3067 的管腳定義簡述如下：</p><p>　?。?）VPO+ 收端功率放大器的同相輸

63、出端。</p><p>　?。?）GNDA 模擬地。所有信號都以此管腳為參考。</p><p>　?。?）VPO- 收端功放的反相輸出端。</p><p>　　（4）VPI 收端功放的反相輸入端。</p><p>　?。?）VFRO 接收部分濾波器模擬輸出端。</p><p>　?。?）VCC +5V 電壓輸入。<

64、;/p><p>　?。?）FSR 接收部分幀同步時隙信號，是一個8KHz 脈沖序列。</p><p>　?。?）DR 接收部分PCM 碼流解碼輸入端。</p><p>　?。?）BCLKR/CLKSEL 位時鐘(bitclock),它使PCM 碼流隨著FSr 上升沿逐位移入Dr 端?？梢詾閺?4KHz 到2048MHz 的任意頻率。或者作為一個邏輯輸入選擇1536MHz

65、、1544MHz 或2048MHz,用作同步模式的主時鐘。</p><p>　?。?0）MCLKR/PDN 接收部分主時鐘,它的頻率必須為1536MHz、1544MHz 或2048MHz?？梢院蚆CKLx異步，但是同步工作時可達到最佳狀態(tài)。當MCLKx 接低電平，MCLKR 被選擇為內(nèi)部時鐘，當MCLKx 接高電平，該芯片進入低功耗狀態(tài)。</p><p>　?。?1）MCLKx 發(fā)送部分主

66、時鐘，必須為1536MHz、1544MHz 或2048MHz?？梢院蚆CLKR 異步，但是同步工作時可達到最佳狀態(tài)。</p><p>　?。?2）BCLKx 發(fā)送部分時鐘，使PCM 碼流逐位移入DR 端?？梢詾閺?4KHz 到</p><p>　　2048MHz 的任意頻率，但必須和MCLKx 同步。</p><p>　?。?3）Dx 發(fā)送部分PCM 碼流編碼輸出端

67、。</p><p>　?。?4）FSx 發(fā)送部分幀同步時隙信號，為一個8KHz 的脈沖序列。</p><p>　?。?5）TSx 漏極開路輸出端，它在編碼時隙輸出低電平。</p><p>　?。?6）ANLB 模擬反饋輸入端。在正常工作狀態(tài)下必須置成邏輯“0”。當置成邏輯“1”時，發(fā)送部分濾波器的輸入端并不與發(fā)送部分的前置濾波器相連，而是和接收部分功放的VPO＋相連

68、。</p><p>　?。?7）GSx 發(fā)送部分輸入放大器的模擬基礎，用于在外部同軸增益。</p><p>　?。?8）VFxI-發(fā)送部分輸入放大器的反相輸入端。</p><p>　?。?9）VFxI+發(fā)送部分輸入放大器的同相輸入端。</p><p>　?。?0）VBB 接-5V 電源。</p><p>　　圖4-4

69、TP3067 管腳圖</p><p><b>　　5 編碼器系統(tǒng)仿真</b></p><p>　　隨著電子技術和計算機技術的發(fā)展，仿真技術得到了廣泛的應用?；谛盘柕挠糜谕ㄐ畔到y(tǒng)的動態(tài)仿真軟件SystemView具有強大的功能，可以滿足從底層到高層不同層次的設計、分析使用，并且提供了嵌入式的模塊分析方法，形成多層系統(tǒng)，使系統(tǒng)設計更加簡潔明了，便于完成復雜系統(tǒng)的設計。&

70、lt;/p><p>　　SystemView具有良好的交互界面，通過分析窗口和示波器模擬等方法，提供了一個可視的仿真過程，不僅在工程上得到應用，在教學領域也得到認可，尤其在信號分析、通信系統(tǒng)等領域。其可以實現(xiàn)復雜的模擬、數(shù)字及數(shù)模混合電路及各種速率系統(tǒng)，并提供了內(nèi)容豐富的基本庫和專業(yè)庫。 本文主要闡述了如何利用SystemView實現(xiàn)脈沖編碼調(diào)制（PCM）。系統(tǒng)的實現(xiàn)通過模塊分層實現(xiàn)，模塊主要由PCM編碼模塊、PCM

71、譯碼模塊、及邏輯時鐘控制信號構成。通過仿真設計電路，分析電路仿真結果，為最終硬件實現(xiàn)提供理論依據(jù)。</p><p>　　5.1 信號源子系統(tǒng)的組成</p><p>　　信號源子系統(tǒng)的組成：由三個幅度相同、頻率不同的正弦信號（合成，如下圖5-1所示。</p><p>　　圖5- 信號源子系統(tǒng)</p><p>　　5.2 PCM編碼器模塊<

72、/p><p>　　PCM編碼器模塊主要由信號源、低通濾波器、瞬時壓縮器、A/D轉換器、并/串轉換器、輸出端子構成，實現(xiàn)模型如下圖5-2所示。</p><p>　　圖5-2PCM編碼器模塊</p><p>　　信源信號經(jīng)過 PCM 編碼器低通濾波器完成信號頻帶過濾，由于PCM量化采用非均勻量化，還要使用瞬時壓縮器實現(xiàn)A律壓縮后再進行均勻量化，A/D轉換器完成采樣及量化，由

73、于A/D轉換器的輸出是并行數(shù)據(jù)，必須通過數(shù)據(jù)選擇器完成并/串轉換成串行數(shù)據(jù)，最后通過輸出PCM編碼信號。</p><p>　　PCM編碼器組件功能實現(xiàn) </p><p>　?。?）低通濾波器：為實現(xiàn)信號的語音頻率特性，考慮到濾波器在通帶和阻帶之間的過渡，采用了低通濾波器，而沒有設計帶通濾波器。為實現(xiàn)信號在 300Hz－3400Hz的語音頻帶內(nèi)，在這里采用了一個階數(shù)為3階的切比雪夫濾波器，

74、其具有在通帶內(nèi)等波紋、阻帶內(nèi)單調(diào)的特性。</p><p>　?。?）瞬時壓縮器：瞬時壓縮器使用了我國現(xiàn)采用A律壓縮，注意在譯碼時擴張器也應采用A律解壓。對比壓縮前后時域信號，明顯看到對數(shù)壓縮時小信號明顯放大，而大信號被壓縮，從而提高了小信號的信噪比，這樣可以使用較少位數(shù)的量化滿足語音傳輸?shù)男枰?。如圖5-3、5-4所示。</p><p>　　圖5-3 瞬時壓縮前</p><

75、;p>　　圖5-4 瞬時壓縮后</p><p>　?。?）A/D 轉換器：完成經(jīng)過瞬時壓縮后信號時間及幅度的離散，通常認為語音的頻帶在300Hz－3400Hz，根據(jù)低通采樣定理，采樣頻率應大于信號最高頻率兩倍以上，在這里A/D的采樣頻率為8Hz即可滿足，均勻量化電平數(shù)為256級量化，編碼用8bit表示，其中第一位為極性表示，這樣產(chǎn)生了64kbit/s的語音壓縮編碼。 </p><

76、;p>　?。?）數(shù)據(jù)選擇器：帶使能端的8路數(shù)據(jù)選擇器，與74151功能相同，在這里完成A/D轉換后的數(shù)據(jù)的并/串轉換，選擇控制端在這里控制輪流輸出并行數(shù)據(jù)為串行數(shù)據(jù)。通過數(shù)據(jù)選擇器還可以實現(xiàn)碼速轉換功能。</p><p>　　5.3PCM譯碼器組件功能實現(xiàn)</p><p>　　PCM譯碼器是實現(xiàn)PCM編碼的逆系統(tǒng)。 PCM譯碼器模塊主要由ADC出來的PCM數(shù)據(jù)輸出端、D/A轉換器、瞬

77、時擴張器、低通濾波器構成。實現(xiàn)模型如下5-5所示。</p><p><b>　　圖5-5譯碼器模塊</b></p><p>　?。?）D/A轉換器：用來實現(xiàn)與A/D轉換相反的過程，實現(xiàn)數(shù)字量轉化為模擬量，從而達到譯碼最基本的要求，也就是最起碼要有步驟。</p><p>　?。?）瞬時擴張器：實現(xiàn)與瞬時壓縮器相反的功能，由于采用 A 律壓縮，擴張

78、也必須采用A律瞬時擴張器。 </p><p>　?。?）低通濾波器：由于采樣脈沖不可能是理想沖激函數(shù)會引入孔徑失真，量化時也會帶來量化噪聲，及信號再生時引入的定時抖動失真，需要對再生信號進行幅度及相位的補償，同時濾除高頻分量，在這里使用與編碼模塊中相同的低通濾波器。</p><p><b>　　5.4統(tǒng)仿真</b></p><p>

79、　　5.4.1 系統(tǒng)仿真模型 </p><p>　　PCM編碼器系統(tǒng)仿真模型如下圖5-6所示。</p><p><b>　　圖5-6 系統(tǒng)模型</b></p><p>　　子系統(tǒng)如下圖5-7所示。</p><p><b>　　圖5-7子系統(tǒng)</b></p><p>

80、　　以上圖5-6、5-7各方塊的有關參數(shù)如表5-1所示。</p><p><b>　　表5-1系統(tǒng)參數(shù)</b></p><p>　　4.4.2 系統(tǒng)仿真波形 </p><p>　?。?）信號源的波形如圖5-8所示。</p><p>　　圖5-8信號源的波形</p><p>　?。?）信號

81、源經(jīng)壓縮后的波形如圖5-9所示。</p><p>　　圖5-9信號源經(jīng)壓縮后的波形</p><p>　?。?）PCM編碼的波形如圖5-10所示。</p><p>　　圖5-10PCM編碼的波形</p><p>　?。?）PCM譯碼時經(jīng)過D/A轉化并用A律擴張后的輸出波形如圖5-11所示。</p><p>　　圖5-11

82、A律擴張后的輸出波形</p><p>　?。?）譯碼后恢復源信號的輸出波形如圖5-12所示。</p><p>　　圖5-12恢復源信號的輸出波形</p><p>　　由以上數(shù)據(jù)波形可以看出在PCM編碼的過程中，譯碼輸出的波形具有一定的延遲現(xiàn)象，其波形基本上不失真的在接收端得到恢復，傳輸?shù)倪^程中實現(xiàn)了數(shù)字化的傳輸過程。</p><p><

83、b>　　6結論與展望</b></p><p>　　本題目設計一種可以產(chǎn)生適合線路傳輸?shù)幕赑CM的基帶傳輸系統(tǒng)編碼器，文中說明了編碼器電路的原理及編碼規(guī)則，介紹了基帶傳輸系統(tǒng)的碼型的要求和概念，最后通過軟件對編碼器進行了仿真。</p><p>　　脈沖編碼調(diào)制(pulsecodemodulation,PCM)是概念上最簡單，理論上最完善的編碼系統(tǒng),系統(tǒng)的實現(xiàn)通過模塊分層

84、實現(xiàn)，模塊主要由PCM編碼模塊、PCM譯碼模塊、及邏輯時鐘控制信號構成。通過仿真設計電路，分析電路仿真結果，為最終硬件實現(xiàn)提供理論依據(jù) 。</p><p>　　現(xiàn)代移動通信是指通信的一方或雙方在移動狀態(tài)中，或臨時停留在某一非預定位置上進行信息傳遞和交換的方式。而編碼技術為其提供了軟件和硬件的支持，使得信號更好的傳輸。</p><p><b>　　致謝</b></

85、p><p>　　畢業(yè)設計用了不少的時間，現(xiàn)在終于結尾了。剛拿到這個題目時，覺得有點不知所措，但是今天回想一下過去看看，也有一絲的欣慰，因為在老師的指導下我圓滿地完成了設計，也并不像想像的那么難。這是我讀大學三年下來工作量最大的一次作業(yè)，這也是對我大學三年學習學習成果的最好檢驗。經(jīng)過這次設計，我受益匪淺，許多能力得到提高，比如把問題簡化的能力、找不到答案不罷休的能力、做事認真不懶散的工作能力等。在這期間凝結了許多人的心

86、血，在此表示衷心的感謝。沒有他們的幫助，我將無法順利完成這次設計。</p><p>　　首先，我要特別感謝***老師對我的悉心指導，在設計期間***老師多次指導我，幫助我收集文獻資料，理清設計思路，指導實驗方法，提出有效的改進方案，及指導我如何使用軟件。**老師淵博的知識、嚴謹?shù)膶W風、誨人不倦的態(tài)度和學術上精益求精的精神使我對不甚了解的專業(yè)知識也有了進一步了解。</p><p>　　另外，

87、要感謝母校所有老師與同學們?nèi)陙韺ξ业年P心與支持。我在那里得到了老師的細心指導，學到了專業(yè)知識；感謝同學們在設計期間的合作，讓我的設計得以順利進行，由于他們的幫助，我在做畢業(yè)設計時省去了許多不必要的麻煩。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1]王瀚晟，曾列光．全數(shù)字化PDH復接系統(tǒng)的設計［J］.電信科學，1998(4)</p&g

88、t;<p>　　[2]毛洪艷，馬盛凱．SDH通信網(wǎng)的同步技術及應用［J］.現(xiàn)代通信，1998(12)</p><p>　　[3]曹志剛，錢亞生．現(xiàn)代通信原理．北京：清華大學出版社，2000</p><p>　　[4]孫玉．數(shù)字復接技術［M］.北京：人民郵電出版社，1991</p><p>　　[5]樊昌信， 通信原理， 國防工業(yè)出版社. 1999<

89、;/p><p>　　[6]閻石主編.《數(shù)字電子技術基礎》.高等教育出版社. 1999 年</p><p>　　[7]清華大學電子學教研室編.《 數(shù)字電子技術基礎簡明教程》.北京,高等教育出版社，1985。</p><p>　　[8]申普兵.《數(shù)字通信》.國防工業(yè)出版社，2003</p><p>　　[9]青松， 數(shù)字通信系統(tǒng)的SystremVie