基于空間電壓矢量的pwm整流器的研究畢業(yè)論文

1、<p>　　學科分類號：___________</p><p><b>　　本科生畢業(yè)設計</b></p><p>　　題 目：基于空間電壓矢量的PWM整流器的研究</p><p>　　學生姓名： 學號 </p><p>　　系 部： 通信與控制工程系</p>

2、;<p>　　專業(yè)年級 08自動化一班</p><p>　　指導教師： </p><p>　　職 稱： 助教</p><p>　　基于空間電壓矢量的PWM整流器的研究</p><p>　　摘 要:隨著現(xiàn)代電力電子技術的不斷發(fā)展，人們?nèi)找嬉庾R到低功率因數(shù)整流系統(tǒng)造成的諧波污染

3、和電網(wǎng)公害，因此提高功率因數(shù)成為整流系統(tǒng)的發(fā)展趨勢。PWM整流器對電網(wǎng)不產(chǎn)生諧波污染，是一種真正意義上的綠色環(huán)保電力電子裝置，也是解決諧波問題的根本措施。</p><p>　　通用變頻器的二極管整流電路能量傳輸不可逆，當電機減速、制動時，一般采用能耗制動的方式來消除直流側產(chǎn)生的泵升電壓。但是，在實際使用中，能耗制動單元卻有許多限制。利用PWM整流器可以將再生能量及時高效的回饋到電網(wǎng)里，既節(jié)能降耗，又解決泵升電壓的

4、問題，拓寬了通用變頻器應用范圍。</p><p>　　本文詳細分析了三相PWM整流器在輸入三相交流平衡電壓時的數(shù)學模型、_〔作原理，并且對其換流方式和)l種工作模式展開了詳細的討論;研究了電感和電容參數(shù)設計方法;深入研究了基于空間電壓矢量的定頻PWM控制方法，設計了電壓電流雙閉環(huán)控制的控制器，并且設計了PI調(diào)節(jié)器參數(shù)自整定方法;采用兩相調(diào)制方法，降低了開關損耗。以TMS320LF2407A DSP為內(nèi)核搭建硬件電

5、路，對PWM整流器及其控制方法進行了實驗驗證。實驗結果驗證了本文所設計的三相PWM整流器控制方案和變頻器四象限運行控制方案的可行性，以及理論分析的正確性。</p><p>　　此外，本文提出了一種新型的二相兩橋臂三電平中性點箱位開關模式PWM整流電路拓撲，詳細分析了其數(shù)學模型及_[作模式，并對該PWM整流器的定頻控制方法進行了深入研究。分別使用MATLAB軟件和PSIM軟件驗證了該整流器及其控制方案的正確性。&l

6、t;/p><p>　　關鍵詞：PWM整流器;四象限運行;單位功率因數(shù);二電平</p><p>　　RESEARCH ON PWM RECTIFIER BASED ON THE SPACE VOLTAGE VECTOR</p><p>　　Abstract： With the development of power electronics, people has re

7、alized that the rectifying system with lowerpower factor can bring harmonic pollution and induce the power line problem, and therefore it is necessary toimprove the power factor for the rectifying system. PWM rectifier i

8、s the basic solution of harmonic pollution,because it has no harmonic influence on the power line.</p><p>　　For the general inverter, when the motor speed is reducing or the motor is braking, the DC pump vol

9、tage isusually consumed by the method of dynamic braking, because the energy can't flow bidirectionally throughdiode rectifier. However, the dynamic braking has many limitations. PWM rectifier can make theregenerat

10、ing energy flow into the power line, which extends the applied field of inverter.</p><p>　　The mathematical model, working principle and current converting mode of PWM rectifier are analyzed indetail in this

11、 paper when the power line is balanced. The design method of three-phase inductor and DCcapacitor is studied, and the self-adaptive PI regulator is disigned. The constant-frequency PWM controlscheme with two-phase modula

12、tion, based on space vectors, is proposed. The validity of the control schemeis verified by the experiments with TMS320LF2407A DSP.</p><p>　　Besides, A novel two-arm three-level neutral-point-clamped switchi

13、ng mode PWM rectifier is proposed,the mathematical model and the working mode of the rectifier are derived, and the constant-frequency PWMcontrol method is analyzed in detail. The validity of the novel PWM rectifier and

14、its control scheme isverified by simulation with PSIM and MATLAB, respectively.</p><p>　　KeyWords：PWM rectifier; four-quadrant running; unit power factor; three-level</p><p><b>　　目錄</b&

15、gt;</p><p><b>　　第1章緒論4</b></p><p><b>　　1.1引言4</b></p><p>　　1.2本課題研究的目的及意義6</p><p>　　1.3本課題的研究的主要內(nèi)容7</p><p>　　第2章PWM整流器的拓撲結

16、構及工作原理8</p><p>　　2.1電壓型PWM整流器的拓撲結構8</p><p>　　2.1.1電壓型PWM整流器工作原理9</p><p>　　2.1.2PWM整流器四象限運行原理12</p><p>　　第3章基于空間電壓矢量的定頻控制策略的研究14</p><p>　　3.1pWM整流

17、器常用的控制策略14</p><p>　　3.2幅值相位控制14</p><p>　　3.2.1滯環(huán)電流控制15</p><p>　　3.3定頻PWM控制16</p><p>　　第4章兩電平PWM整流器控制系統(tǒng)的硬件電路與軟件設計18</p><p>　　4.1主電路參數(shù)設計18</p>

18、;<p>　　4.1.1 IGBT模塊參數(shù)設計18</p><p>　　4.1.2驅動電路的設計19</p><p>　　4.1.3直流側電容的選擇20</p><p>　　4.2系統(tǒng)軟件設計21</p><p>　　4.2.1 A/D轉換21</p><p>　　第5章兩電平pWM整流器系

19、統(tǒng)實驗22</p><p>　　5.1 兩電平pWM整流器控制結構22</p><p>　　5.2系統(tǒng)實驗結果23</p><p>　　5.2.1電阻負載實驗23</p><p>　　5.2.2空載條件下的四象限運行26</p><p>　　第6章結論與展望28</p><p>

20、<b>　　6.1結論28</b></p><p><b>　　6.2展望29</b></p><p><b>　　結束語31</b></p><p><b>　　參考文獻32</b></p><p><b>　　第1章緒論<

21、/b></p><p><b>　　引言</b></p><p>　　由于電力電子技術、微電子技術和現(xiàn)代控制理論的快速發(fā)展，功率半導體器件性能不斷提高，已從早期廣泛使用的半控型功率半導體開關，發(fā)展到如今性能各異且類型諸多的全控型功率開關，如雙極型晶體管(BJT)、門極關斷晶閘管(GTO)、絕緣柵雙極型晶體管( IGBT)、集成門極換向晶閘管(IGCT)、功率場效

22、應管(MOSFET)以及場控晶閘管(MCT)等。功率半導體器件技術的進步，促進了電力電子變流裝置的迅速發(fā)展，比較常用的有交一直、直一交、直一直、交一交等變換，其中整流和逆變電路應用最廣。70年代以前，整流電路占主導地位，80年代后逆變電路的應用日益廣泛，但是整流電路仍占主導地位。這主要是因為逆變器和斬波器等電能變換電路中都需要直流電源，而這些直流電源大多是</p><p>　　通過整流電路得到的。</p&g

23、t;<p>　　在整流電源中，目前常用的幾乎都是二極管整流或晶閘管相控整流。二極管整流電路簡單、經(jīng)濟、可靠，因此上個世紀它的應用十分廣泛，但是這種整流器的廣泛使用也帶來了以下幾個方面的問題:(1)二極管整流會使網(wǎng)側電流波形嚴重畸變，造成功率因數(shù)較低，最高功率因數(shù)只可能為0.8左右。大量無功功率的消耗會給電網(wǎng)帶來額外的負擔，不僅增加了輸電線路的損耗，而且嚴重地影響了供電質量;</p><p>　　(2

24、)對二極管整流器輸入電流的頻譜進行分析，發(fā)現(xiàn)輸入電流中含有豐富的低次諧波電流;</p><p>　　(3)只能單向傳輸能量，節(jié)能性差;</p><p>　　(4)直流側電壓不可調(diào)。</p><p>　　傳統(tǒng)晶閘管(SCR)構成的相控整流電路己經(jīng)非常成熟，并獲得了廣泛應用，但存在以下幾個弊端:</p><p>　　(1)交流側輸入端電流波形畸變

25、嚴重;</p><p>　　(2)深度相控狀態(tài)下，交流側功率因數(shù)低;</p><p>　　(3)換流引起電網(wǎng)電壓波形畸變;</p><p>　　(4)直流側輸出電壓紋波大;</p><p>　　(5)由相控整流電源構成的直流調(diào)速系統(tǒng)動態(tài)響應較慢。</p><p>　　無論是二極管不控整流，還是晶閘管相控整流，其產(chǎn)生的低

26、功率因數(shù)和高諧波含量都將導致電網(wǎng)正弦電壓畸變，增加配電系統(tǒng)導線與變壓器的損耗，增大諧波電流，造成電網(wǎng)上其它用電裝置嚴重的電磁干擾。同時，低功率因數(shù)還將降低電源系統(tǒng)的負載能力和可靠性，因此，消除諧波污染并提高功率因數(shù)，已成為電力電子技術中的一個重大課題。為了保證電網(wǎng)和用電設備的安全經(jīng)濟運行，目前許多工業(yè)發(fā)達國家，國際電工組織都制定了相應的諧波標準，如IEEE19, EC555-2, IEC1000-3-Z等。我國國家技術監(jiān)督局在1994年

27、頒布了《電能質量公用電網(wǎng)諧波》標準(GB/T14549-93)，傳統(tǒng)整流器己經(jīng)不符合這些新的規(guī)定，因而需要采用補償裝置和研制高功率因數(shù)的新型電力電子裝置來抑制諧波。對電網(wǎng)來說，可以在電力系統(tǒng)中加入補償器來補償電網(wǎng)中的諧波，如有源濾波(APF:Active Power Filter)，靜止無功補償(SVC: Static Var Compensator)等，也可以設計輸入電流為正弦、諧波含量低、功率因數(shù)高的整流器。前者是產(chǎn)生諧波后進行補償

28、，是一種事后補救的措施;而后者是消除了諧波源，是一種從根本上解決諧波</p><p>　　本課題研究的目的及意義</p><p>　　本課題的研究是針對通用變頻器而進行的，其主電路結構如圖1-1所示。</p><p>　　圖1-1通用變頻器主電路結構圖</p><p>　　目前，變頻器已廣泛應用于工農(nóng)業(yè)生產(chǎn)的各個領域，用來驅動電機或作為變頻電

29、源使用。通用變頻器大多為電壓型交一直一交變頻器，這種拓撲結構使得變頻器不能直接用于需要快速起、制動和頻繁正、反轉的調(diào)速場合。因為當電機減速、制動時，電機處于再生發(fā)電狀態(tài)要求變頻器四象限運行。二極管整流電路能量傳輸不可逆，產(chǎn)生的再生電能不斷積存在直流側濾波電容上，產(chǎn)生泵升電壓，而以IGBT為代表的全控型器件耐壓較低，過高的泵升電壓有可能損壞開關器件、電解電容，從而威脅變頻器安全工作，這就限制了其應用范圍。目前的通用變頻器大多采用能耗制動的

30、方式來消除泵升電壓，從而實現(xiàn)變頻器的四象限運行。但是，在實際使用中，能耗制動單元卻有許多限制</p><p>　　a.制動單元不可以長期工作</p><p>　　制動單元由于受體積和功率器件散熱條件的限制，制動工作一段時間后，必須停止使用一段時間，以保證功率器件的冷卻。以日本東洋公司的VFDB5044制動單元為例，制造商對它的制動時間和必須停用的時間給出了明確要求:若制動工作了10秒，就必

31、須至少停用5分鐘。顯然，許多工況(如采煤機在大傾角工作面下行時)無法滿足這個要求。</p><p>　　b.制動電阻體積大，散熱困難</p><p>　　在一些工況下，所需的制動功率非常大(十幾甚至幾十千瓦)，為了可靠起見， 選用電阻的功率一般為所需制動功率的兩倍左右。這樣，制動電阻的體積會非常大，再考慮其防爆措施和冷卻手段，那么，制動電阻就會給整個電路帶來很大的負擔。</p>

32、<p>　　c.在制動時，能量會白白地消耗掉，造成能量的浪費。</p><p>　　針對上述不足，采用全控型開關管取代二極管，并且將脈寬調(diào)制(PWM)技術引入到整流器的控制之中，設計出能量可以雙向流動的PWM整流器，如圖1-2所示，具有以下優(yōu)良險能:</p><p>　　圖1-2四象限運行變頻器主電路結構圖</p><p>　　(1)網(wǎng)側電流接近正弦波

33、，諧波含量少;</p><p>　　(2)網(wǎng)側功率因數(shù)控制(如單位功率因數(shù)控制);</p><p>　　(3)電能雙向傳輸;</p><p>　　(4)較快的動態(tài)相應。</p><p>　　通過有源逆變的方法將再生能量及時高效地回饋到電網(wǎng)里，既節(jié)能降耗，又可以解決泵升電壓的問題，拓寬通用變頻器應用范圍。能量回饋的本質是有源逆變，主要目的是將電

34、動機制動時轉子部分能量回饋到電網(wǎng)中實現(xiàn)節(jié)能，盡量避免對電網(wǎng)的污染。一個完善的能量回饋控制系統(tǒng)應滿足相位、電壓、電流等三方面的控制條件(即要求回饋過程必須與電網(wǎng)相位保持同步關系;只有直流母線電壓超過一定值時才啟動有源逆變裝置;系統(tǒng)應該能夠控制回饋電流的大小)，從而可以控制電機的制動轉矩，實現(xiàn)快速制動。</p><p>　　本課題的研究的主要內(nèi)容</p><p>　　本文詳細分析了三相PWM整

35、流器在輸入三相電網(wǎng)電壓平衡時的數(shù)學模型，深入研究了PWM整流器的工作模式及其定頻PWM控制方法。本文設計的控制方案采用空間電壓矢量原理，不僅能夠有效地控制開關器件的最高開關頻率，而且數(shù)字實現(xiàn)簡單。仿真和實驗結果表明，三相PWM整流器不僅能夠有效地抑制注入電網(wǎng)的諧波，實現(xiàn)單位功率因數(shù)而且能量可以雙向流動，從而實現(xiàn)了變頻器的四象限運行。具體工作如下:</p><p>　　(1)詳細分析了三相兩電平PWM整流器的數(shù)學模

36、型、工作原理及其工作模式;</p><p>　　(2)詳細分析了目前常用的幾種PWM整流器控制方式，并針對傳統(tǒng)控制算法的復雜性，深入研究了一種便于數(shù)字實現(xiàn)的簡單SVPWM控制算法;</p><p>　　(3)對主電路模塊、三相交流輸入電感、直流側電容進行了設計;</p><p>　　(4)本文以TMS320LF2407A DSP為內(nèi)核，使用匯編語言編制軟件，搭建三相

37、兩電平PWM整流器實驗平臺，對電阻負載和電機負載分別進行了實驗研究。</p><p>　　第2章PWM整流器的拓撲結構及工作原理</p><p>　　隨著PWM技術的快速發(fā)展，各國研究人員己設計出多種PWM整流電路，并可以作如下分類:按直流儲能形式可分為電壓型和電流型;按電網(wǎng)相數(shù)可分為單相電路、三相電路和多相電路;按PWM開關調(diào)制方式可分為硬開關調(diào)制和軟開關調(diào)制;按橋路結構可分為半橋電路

38、和全橋電路;按調(diào)制電平可分為二電平電路、三電平電路和多電平電路。</p><p>　　盡管分類方法多種多樣，但最基本的分類方法就是將PWM整流器分類成電壓型和電流型兩大類，這主要是因為電壓型、電流型PWM整流器無論從電路結構、PWM信號發(fā)生以及控制策略等方面均有各自特點，電壓型整流器直流側采用電容進行儲能，而電流型整流器直流側采用電感進行儲能。相對于電流型PWM整流器而言，電壓型PWM整流器有較快的響應速度，且易

39、于實現(xiàn)，所以目前PWM整流器一般采用電壓型PWM整流電路。</p><p>　　電壓型PWM整流器的拓撲結構</p><p>　　根據(jù)不同的功率等級以及不同的用途，有各種不同的PWM整流器拓撲結構:</p><p>　　1）、單相電壓型PWM整流器主電路拓撲結構。對于單相PWM整流器，其常用的拓撲結構有單相半橋和單相全橋兩種，如圖2-1所示。</p>

40、<p>　　(a)半橋 (b)全橋</p><p>　　圖2-1單相電壓型PWM整流器主電路拓撲結構</p><p>　　由圖2-1(a)可以看出，單相半橋PWM整流器拓撲結構只有一個橋臂采用了功率開關管，另一橋臂則由兩個電容串聯(lián)組成，同時串聯(lián)電容又兼作直流側儲能電容;而單相全橋PWM整流器拓撲結構則采用了具有4個功率開關管的

41、H橋結構，如圖2-1 (b)所示，值得注意的是:PWM整流器主電路功率開關管必須反并一個續(xù)流二極管，以緩沖PWM過程中的無功電能。比較兩者，顯然半橋電路具有較簡單的主電路結構，且功率開關管數(shù)只有全橋電路的一半，因而造價相對較低，常用于低成本、小功率應用場合。進一步研究表明，在相同的交流側電路參數(shù)條件下，要使單相半橋PWM整流器和單相全橋PWM整流器獲得同樣的交流側電流控制特性，半橋電路直流電壓應是全橋電路直流電壓的兩倍，因此功率開關管耐

42、壓要求相對較高。另外，為使半橋電路中電容中點電位基本不變，還需引入電容均壓控制，可見單相半橋PWM整流器的控制相對復雜。</p><p>　　電壓型PWM整流器工作原理</p><p>　　三相電壓源PWM整流器主電路如圖2-3所示。</p><p>　　圖2-3 PWM整流器拓撲結構</p><p>　　Vsa、Vsb、Vse—三相交流輸入

43、電源電壓;</p><p>　　Sa 、Sa'—橋臂a的上、下開關管，Sb、 Sb'—橋臂b的上、下開關管，Sc 、Sc′—橋臂c的上、下開關管;</p><p>　　L，r一三相交流側輸入電感的電感和等效電阻;</p><p><b>　　C—直流側電容;</b></p><p>　　io—流過負載的電

44、流;</p><p>　　Va'、Vb'、Vc'一整流器交流側輸入電壓;</p><p>　　ia. ib, ic一一整流器交流側輸入電流;</p><p>　　Vdc一整流器直流側電壓;</p><p>　　VDa, VDb, VDc, VDa'. VDb', VDc'}—各相應開關管的反

45、并聯(lián)二極管。</p><p>　　為了分析方便，先作如下假設:</p><p>　　1)所有開關均為理想開關，沒有功率損耗，且不考慮死區(qū)影響;</p><p>　　2)電網(wǎng)輸入為理想電源，即三相電壓平衡，從而有:</p><p>　　能有一個開關管導通，另一個開關管必須被禁止，因此可得如下約束條件: </p><p>

46、　　3)三相交流側電感值相等，即ITh-Lb=Lc，且等效電阻r很小，在必要時可以忽略。</p><p>　　對開關管Sa, Sa', Sb, Sb，和Sc, Sc'而言，為了避免出現(xiàn)直通現(xiàn)象，在任意時刻，只能有一個開關管導通，另一個開關管必須被禁止，因此可得如下約束條件:</p><p><b>　　Sa+Sa’=1</b></p>

47、<p>　　Sb+Sb’=1(2. 2)</p><p><b>　　Sc+Sc’=1</b></p><p>　　其中，當Sk導通時，Sk=1;反之，Sk=0, (k=a, b, c) 。</p><p>　　由圖2-3可知，每個橋臂上的兩個開關管可以看作一組，因此，無論PWM整流器工作在整流狀態(tài)還是逆變狀態(tài)，每個橋臂均有兩個有

48、效的開關狀態(tài)1, 0，如圖2-4所示，且滿足單極性二值開關函數(shù)關系:</p><p>　　從圖2-4中可以看出:</p><p>　　根據(jù)基爾霍夫電壓定律，對交流側電壓和電流進行分析，得:</p><p><b>　　從而可得:</b></p><p>　　當采用單極性二值邏輯開關函數(shù)描述時，可得:</p>

49、<p>　　由式(2. 6)和式(2. 7 )可得:</p><p>　　因此式(2. 5 )可得:</p><p>　　根據(jù)基爾霍夫電流定律，有:</p><p>　　當系統(tǒng)正常工作時，總有三個功率器件導通，且只有八種開關模式(將在2.2.2節(jié)中詳細分析)，則有:</p><p>　　將式(2. 11)代入式(2. 10)，有&

50、lt;/p><p>　　由式(2. 9)和式(2. 12)可得矩陣:</p><p>　　PWM整流器四象限運行原理</p><p>　　PWM整流器模型電路由交流回路、功率開關管橋路以及直流回路組成。其中交流回路包括交流電網(wǎng)電壓}S以及網(wǎng)側電感L等;直流回路包括負載電阻R。及負載電勢eL等;功率開關橋路可由電壓型或電流型橋路組成。當不計功率開關管橋路損耗時，由交、直流

51、側功率平衡關系得:：</p><p>　　不難理解:通過模型電路交流側的控制，就可以控制其直流側，反之亦然。以下著重從模型電路交流側入手，分析PWM整流器的四象限運行原理。</p><p>　　穩(wěn)態(tài)條件下，PWM整流器交流側矢量關系如圖2-15所示。</p><p>　　(a)純電感特性運行 (b)正阻特性運行<

52、/p><p>　　(c)純電容特性運行 （d）負阻特性運行</p><p>　　為簡化分析，對于PWM整流器模型電路，只考慮基波分量而忽略PWM諧波分量，并且不計交流側電阻。當以電網(wǎng)電壓矢量為參考時，通過控制交流輸入電壓矢量Vi即可實現(xiàn)PWM整流器的四象限運行。若假設|Is|不變，因此|VL|=ω L|Is|也固定不變，在這種情況下，PWM整流器交

53、流輸入電壓矢量Vi端點運動軌跡構成了一個以|VL|為半徑的圓。當電壓矢量Vi端點位于圓軌跡A點時，電流矢量IS比電網(wǎng)電壓矢量VS滯后90°此時PWM整流器網(wǎng)側呈現(xiàn)純電感特性當電壓矢量Vi端點運動至圓軌跡B點時，電流矢量IS與電網(wǎng)電壓矢量VS平行且同方向，此時PWM整流器網(wǎng)側呈現(xiàn)正電阻特性，當電壓矢最V端點運動至圓軌跡c點時，電流矢量IS比電網(wǎng)電壓矢量YS超前90°，此時PWM整流器網(wǎng)側呈現(xiàn)純電容特性，當電壓矢量Y端點

54、運動至圓軌跡D點時，電流矢量IS與電網(wǎng)電壓矢量' S平行且反方向，此時PWM整流器網(wǎng)側呈現(xiàn)負阻特性，以上A, B, C,D四點是PWM整流器四象限運行的四個特殊工作狀態(tài)點;進一步分析，可得PWM整流器四象限運行規(guī)律如下:</p><p>　　1電壓矢量V端點在圓軌跡AB上運動時，PWM整流器運行于整流狀態(tài)此時，PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及感性無功功率，電能將通過PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負載。值得注意

55、的是，當PWM整流器運行在B點時，則實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流控制;而在A點運行時，PWM整流器則不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收感性無功功率。</p><p>　　2當電壓矢量Y端點在圓軌跡BC上運動時，PWM整流器運行于整流狀態(tài)。</p><p>　　此時，PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及容性無功功率，電能將通過PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負載。當PWM整流器運行至C點時，此時，PWM整流

56、器將不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收容性無功功率。</p><p>　　3當電壓矢量環(huán)端點在圓軌跡CD上運動時，PWM整流器運行于有源逆變狀</p><p>　　態(tài)。此時PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及容性無功功率，電能將從PWM整流器直流側傳輸至電網(wǎng)。當PWM整流器運行至D點時，便可實現(xiàn)單位功率因數(shù)有源逆變控制。</p><p>　　4當電壓矢量科端點在圓軌跡DA

57、上運動時，PWM整流器運行于有源逆變狀</p><p>　　態(tài)。此時，PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及感性無功功率，電能將從PWM整流器直流側傳輸至電網(wǎng)。</p><p>　　顯然，要實現(xiàn)PWM整流器的四象限運行，關鍵在于網(wǎng)側電流的控制。本文采用網(wǎng)側電流閉環(huán)控制的方法，通過直接控制PWM整流器的網(wǎng)側電流，來實現(xiàn)PWM整流器的四象限運行，這在第3章將作詳細介紹</p><p&

58、gt;　　基于空間電壓矢量的定頻控制策略的研究 </p><p>　　pWM整流器常用的控制策略</p><p>　　目前，PWM整流器有許多種控制方法，并且還在不斷發(fā)展。就電壓型PWM整流器的控制方式而言，

59、主要分為間接電流控制和直接電流控制。間接電流控制又稱為幅值和相位控制，是指通過控制整流器輸入端電壓，使其與電源電壓保持一定的幅值相位關系，從而控制交流側輸入電流呈正弦波形，使裝置運行在單位功率因數(shù)狀態(tài)。直接電流控制通常在控制系統(tǒng)中引入實際的交流輸入電流的反饋信號，將其與給定信號比較，通過對其誤差的調(diào)節(jié)，來控制器件的通斷，使得在一定誤差范圍內(nèi)，保證實際電流與給定信號的一致，形成電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結構。直接電流控制具有比間接電流控制

60、更好的控制性</p><p>　　能，因此在實際中得到了廣泛應用，其主要分為滯環(huán)電流控制、預測電流控制定頻PWM控制等。下面分別對幅值相位控制、滯環(huán)電流控制、預測電流控制和定頻PWM控制進行闡述。</p><p><b>　　幅值相位控制</b></p><p>　　幅值相位控制屬于間接電流控制方案，由控制調(diào)制電壓的幅值um和控制調(diào)制電壓與電源

61、電壓的相位差θ來達到控制輸出直流電壓和調(diào)節(jié)功率因數(shù)的目的。</p><p><b>　　設電源電壓為：</b></p><p>　　交流調(diào)制電壓的基波為：</p><p>　　其中，V rm，為電源電壓的有效值，Vmod為調(diào)制電壓的有效值。</p><p>　　若滿足單位功率因數(shù)關系，則有圖3-1所示的矢量圖。</

62、p><p>　　圖3-1相位幅值控制相量圖</p><p><b>　　可得矢量方程：</b></p><p>　　將調(diào)制電壓Vm沿橫軸和縱軸進行投影，則有：</p><p>　　由以上兩式，可以得到電源電壓與調(diào)制電壓的相位差角:</p><p><b>　　調(diào)制電壓為: </b>

63、;</p><p>　　產(chǎn)生PWM調(diào)制波的基本原則是將正弦波與三角波比較來確定脈寬，若定義三角載波為單位幅值，則正弦調(diào)制波為um=mcos（ωt-θ），通過調(diào)整占空比的大小和網(wǎng)側電壓與調(diào)制電壓之間的相位差θ可以使網(wǎng)側功率因數(shù)為1，而且還可以使θ超前和滯后，從而達到調(diào)節(jié)功率因數(shù)的目的。</p><p>　　相位幅值控制的優(yōu)點是系統(tǒng)結構簡單，可以省去昂貴的電流傳感器，但是系統(tǒng)的響應速度以及控制

64、精度都會有所降低。</p><p>　　3.2.1滯環(huán)電流控制</p><p>　　A.wGreen和J.T.Boys在1989年提出了基于電流滯環(huán)控制的PWM高頻整流器。電流滯環(huán)控制是通過反饋電流if與給定電流ir，進行滯環(huán)比較，將兩者的偏差限制在設定的范圍內(nèi)，當反饋電流if<ir-ih/2(ih為滯環(huán)寬度)時，調(diào)制電路的輸出使系統(tǒng)輸入側電流is增大;當if>ir+ih/2時

65、，調(diào)制電路的輸出使系統(tǒng)輸入側電流is減小。這樣不斷進行滯環(huán)比較調(diào)節(jié)，使is始終跟蹤給定電流ir，圍繞給定電流波形作鋸齒狀變化，并將誤差限制在滯環(huán)寬度范圍內(nèi)。若給定電流波形為正弦，滯環(huán)寬度ih恒定，則is的波形就會接近于正弦。以單相為例，電流滯環(huán)PWM電流內(nèi)環(huán)控制如圖3-2所示。</p><p>　　圖3-2電流滯環(huán)控制框圖(單相)</p><p>　　電流滯環(huán)控制響應快，可靠性好，易于硬件

66、實現(xiàn)，特別適合于高性能的矢量控制系統(tǒng)。</p><p>　　同時它能實現(xiàn)功率因數(shù)為1，具有交流側輸入電流波形接近正弦波及可以實現(xiàn)能量回饋等優(yōu)良特性。但是電流滯環(huán)控制方法存在著以下問題：</p><p>　　1)滯環(huán)控制的開關頻率是可變的，其平均開關頻率隨直流負載電流的變化而變化，導致開關狀態(tài)的不穩(wěn)定性和任意性;</p><p>　　2)開關頻率變化范圍很大，盡管現(xiàn)代

67、電力電子器件一般具有較高的開關頻率，可以滿足這個要求，然而開關頻率的變化給驅動保護電路和主電路的設計帶來困難，可以說這種控制方法是以犧牲系統(tǒng)開關頻率特性來達到較好的電流控制性能;</p><p>　　3)滯環(huán)控制不能使輸出電流達到很低，因為當給定電流太低時，滯環(huán)調(diào)節(jié)作用將消失;</p><p>　　4)參考電流的變化率接近零時，功率器件的工作頻率增高，加劇了開關損耗，甚至</p>

68、;<p>　　超出功率器件的安全工作區(qū);</p><p>　　5)如果開關頻率的變化范圍是在8kHz以下，將產(chǎn)生刺耳的噪聲</p><p><b>　　定頻PWM控制</b></p><p>　　如上所述，滯環(huán)電流控制方式的開關頻率變化過大，不僅會降低電流的跟蹤精度，而且不利于功率器件的安全工作。開關頻率固定的PWM控制方法可以使

69、整流器的開關頻率保持恒定，從而消除開關頻率變化對整流系統(tǒng)帶來的影響。圖3-3是常用的一種定頻PWM電流內(nèi)環(huán)控制原理圖(單相)。</p><p>　　圖3-3開關頻率固定的PWM電流內(nèi)環(huán)控制框圖(單相)</p><p>　　它將給定正弦波電流信號與反饋電流信號的偏差，經(jīng)電流控制器處理后與一個固定頻率為fs的三角波信號比較而得到PWM波形，因而又稱為三角波調(diào)制PWM方法。本質上，經(jīng)電流控制器處

70、理后的電流誤差信號作為正弦波調(diào)制信號，而三角波信號作為載波信號。如果給定電流信號比反饋電流信號大，其偏差信號就為正，經(jīng)過正弦波與三角波調(diào)制后，使下橋臂功率器件導通，從而使反饋電流增加;反之，使反饋電流減小。開關頻率固定的PWM控制方法雖然具有較好的開關頻率特性，但是電流仍存在著周期性的跟蹤誤差，并且每個開關周期內(nèi)電流跟蹤的能力隨輸入電壓的變化而不同。</p><p>　　兩電平PWM整流器控制系統(tǒng)的硬件電路與軟件

71、設計</p><p><b>　　主電路參數(shù)設計</b></p><p>　　4.1.1 IGBT模塊參數(shù)設計</p><p>　　本系統(tǒng)選用IGBT模塊來搭建整流電路和逆變電路。對IGBT模塊的選擇應考慮如下四個方面:</p><p>　　a)額定電壓Vce的選擇</p><p>　　考慮電網(wǎng)電

72、壓瞬態(tài)尖峰、電壓波動、開關電流引起電壓尖峰等，通常，如果穩(wěn)態(tài)時，外加最高電壓為vm，則可選的耐壓值Vce=2Vm;</p><p>　　b)額定電流Ice的選擇</p><p>　　對于額定電流Ice的選擇，要根據(jù)實際電路中最大額定電流Ie、負載的類型、允許過載的程度等因數(shù)。一般的電阻性負載的電壓變換裝置中，若實際電路中電流最大有效值為Ie，則要選Ie=1.5Ie。在任何情況下，通過集電極

73、的最大電流必須處在安全工作區(qū)的規(guī)定范圍內(nèi);</p><p><b>　　c)散熱條件</b></p><p>　　在良好的冷卻條件下，可選用額定值較小的IGBT模塊;</p><p><b>　　d)實際條件</b></p><p>　　根據(jù)生產(chǎn)廠家的產(chǎn)品樣本規(guī)格，以及PWM整流器所處的工作環(huán)境，選

74、擇合適的器件。</p><p>　　另外，在選擇和使用IGBT模塊時，要注意以下事項:</p><p>　　a)各控制電源要互相隔離，并能達到一定的絕緣等級要求;</p><p>　　b)在大功率的逆變器中，下橋臂的開關管也要各自用一個隔離電源，以避免回路噪</p><p>　　聲，只是這幾路電源的隔離電壓不需要太高;</p>

75、<p>　　c)控制信號線和驅動電源線要離遠些，盡量垂直，不要平行放置;</p><p>　　d)光藕輸出與IGBT模塊輸入之間在PCB上的走線應盡量短，最好不要超過3cm;</p><p>　　e)驅動信號隔離要采用高共模抑制比的高速光藕，如6N137等。</p><p>　　4.1.2驅動電路的設計</p><p>　　IGBT

76、的柵極驅動電路在它的應用中有著特別重要的作用，IGBT應用的關鍵問題之一就是柵極驅動電路的合理設計。IGBT對驅動電路有許多特殊的要求，概括起來主要有:</p><p>　　1)柵極驅動電壓脈沖的上升率和下降率要充分大，使IGBT能快速開通和關斷，縮短開關時間，減小開關損耗。</p><p>　　2)在IGBT導通后，柵極驅動電路提供給IGBT的驅動電壓和電流要具有足夠的幅值。該幅值應能維

77、持IGBT的功率輸出級總是處于飽和狀態(tài)，當IGBT瞬時過載時，柵極驅動電路提供的驅動功率要足以保證IGBT不退出飽和，避免損壞。</p><p>　　3)柵極驅動提供給IGBT的正向驅動電壓+UGS增加時，IGBT輸出級晶體管的導通壓降UDS和開通損耗值將下降。擔負載短路過程中，IGBT的集電極電流也會隨+UGs的增加而增加，并使IGBT承受短路損壞的脈寬變窄因此，IGBT的柵極驅動電壓應該選取其所需要的最小值。

78、</p><p>　　4)IGBT在關斷過程中，反向負偏壓-UGS有利于IGBT的快速關斷，但是，其電壓值過大會造成IGBT的反向擊穿。所以，-UGS也要合理取值(此值一般為-2~-15V)。</p><p>　　5)雖然IGBT的快速開通和關斷，有利于縮短開關時間和減小關斷損耗，但在過流和短路保護時，過快的關斷反而很危險。因為過快的關斷會由于di/dt過高，在主電路電感中引起很高的反電勢

79、Ldi/dt使IGBT集電極產(chǎn)生尖峰電壓足以損壞IGBT。但是IGBT的開關時間也不宜過短，其值要根據(jù)電路中所有元件耐受du/dt的能力及IGBT自身的du/dt吸收電路性能綜合考慮。另應說明，由于IGBT逆變器多為帶有續(xù)流二極管的電壓逆變器，所以電感通過續(xù)流二極管續(xù)流，不會引起IGBT承受過高的Ldi/dt的問題。</p><p>　　6)IGBT在電力電子設備中多應用于高壓場合，所以驅動電路應與整個控制電路在

80、電位上嚴格隔離。</p><p>　　7)柵極驅動電路及IGBT之間的配線，由于柵極信號的高頻變化，為防止造成同一個系統(tǒng)多個IGBT的柵極驅動電路捆扎在一起很容易引起互相干擾，引線應采用絞線或同軸電纜屏蔽線，同時柵極驅動電路中IGBT模塊的柵一射級引線應盡可能短。</p><p>　　4.1.3直流側電容的選擇</p><p>　　在設計直流側濾波電容時，應考慮給定

81、直流電壓控制環(huán)的響應時間Tr，和最大輸出功率的可能值Pmax，則電容上能量的變化近似為:</p><p>　　則直流側電壓變化量為:</p><p>　　該直流電壓的波動值應小于最大允許值△Vd。max，因此可得:</p><p>　　直流側電容的選取需要結合實際實驗情況綜合考慮:一方面，電容值越大，濾波效果越好;另一方面，從體積、重量、價格和動態(tài)性能來看，電容值又

82、不宜太大。因此，電容在能滿足系統(tǒng)要求的前提下，越小越好。</p><p>　　在實驗中，Vdc=250V，Ts=l×10-4S，Jmax=5A，電源頻率f=50Hz，可以得出三相電感的取值范圍為:4.2mH≦L≦53mH</p><p>　　實驗中取電感值為10mH/35A，電容C由Cl和C2串聯(lián)組成，Cl=C2=2200uF/400v。</p><p>

83、<b>　　4.2系統(tǒng)軟件設計</b></p><p>　　在本控制系統(tǒng)中，以TMS320LF2407A DSP所實現(xiàn)的軟件包括輸入側電壓、輸出側電壓和電感電流的采樣與計算、PI調(diào)節(jié)的實現(xiàn)、系統(tǒng)區(qū)間的判斷、控制算法的實現(xiàn)以及PWM控制信號的輸出等。</p><p>　　4.2.1 A/D轉換</p><p>　　由于輸入為三相平衡電網(wǎng)電壓(在

84、第2章中己作假設)，故滿足式(2.1)，因此，只需檢測其中的兩相交流電壓Vsa、Vsb和兩相交流電流ia、ib，就可以得出Vsc、ic。同時，為了獲得三相參考電流信號，輸出側直流電壓也需檢測并進行A/D轉換，所以共占用DSP的五路A/D轉換通道。</p><p>　　兩電平pWM整流器系統(tǒng)實驗</p><p>　　5.1 兩電平pWM整流器控制結構</p><p>

85、;　　圖5一1為兩電平PwM整流器控制結構圖。系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制，外環(huán)為電壓調(diào)節(jié)，內(nèi)環(huán)為電流調(diào)節(jié)。電壓環(huán)的作用是通過輸出的直流電壓與給定的參考電壓之間的偏差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后，得到一個與輸入電流相對應的幅值信號I，I分別與電源電壓同步信號ea、eb。相乘，產(chǎn)生與電源同相或反相的正弦電流參考信號ia*、ib*、ic*，。其中，同步信號ea、eb是與電網(wǎng)電壓同相的單位幅值正弦信號，由鎖相環(huán)(PLL)產(chǎn)生，且:</p><p

86、>　　以a相為例，當輸出電壓低于參考電壓時，ia壞口Vsa相位相同，反之，ia*和Vsa相位相反。電流幅值由PI調(diào)節(jié)器輸出的大小來決定。電流環(huán)的作用是使輸入側電流ia跟隨參考電流ia*。若ia能夠跟隨ia*，則當輸出電壓低于給定電壓時，輸入側電流基本為正弦且與輸入側電壓同相，系統(tǒng)處于整流狀態(tài)，能量從電網(wǎng)流向負載;當輸出電壓高于給定電壓時，輸入側電流與輸入側電壓反相，系統(tǒng)處于逆變狀態(tài)，能量由負載流向電網(wǎng)。無論是整流狀態(tài)還是逆變狀態(tài)，

87、輸入側功率因數(shù)都應接近1。</p><p>　　圖5-1PWM整流器控制結構圖</p><p>　　一般來說，一個應用式系統(tǒng)干擾的來源主要有[6，19-20]：1）電磁波和電磁輻射干擾，其主要源自現(xiàn)場的大型電氣設備的運行和空間的電磁波的雷電或大型設備啟動這些電磁波和電磁輻射可損壞系統(tǒng)的芯片、器件，也可使計算機數(shù)據(jù)發(fā)生丟失或錯誤。2）系統(tǒng)內(nèi)部元器件在工作時產(chǎn)生的干擾。這種干擾信號，可通過計算

88、機的地址總線、電源線、信號線、分布電容和電感等傳輸，影響系統(tǒng)工作的正常狀態(tài)和存儲的數(shù)據(jù)，導致信號錯誤或數(shù)據(jù)丟失。</p><p>　　可見，系統(tǒng)設計時如果不采取有效地措施，嚴重時會導致系統(tǒng)無法運行，甚至出現(xiàn)生產(chǎn)事故，這里根據(jù)系統(tǒng)的實際情況，將從硬件抗干擾和軟件抗干擾兩方面著手。</p><p><b>　　5.2系統(tǒng)實驗結果</b></p><p&

89、gt;　　本文以TMS320LF2407ADS為內(nèi)核搭建硬件電路，對PWM整流器及其控制方法進行了實驗驗證，完成了系統(tǒng)在電阻負載條件下的整流運行、電機空載條件下的四象限運行和電機帶載40%條件下的四象限運行，以及在電機帶載80%條件下，開關頻率的變化對電流波形的影響等實驗。</p><p>　　5.2.1電阻負載實驗</p><p>　　本文以電阻為負載，完成了PWM整流運行實驗，實驗硬件

90、電路如圖5-2所示利用TMS320LF2407ADSP的串行外設接口(SPI)外接控制面板，來實現(xiàn)鍵盤和顯示功能，可以在線調(diào)試Pl參數(shù)、Pl參數(shù)的上下限幅值、額定直流電壓、開關頻率等，并且可以顯示實際的直流電壓，實現(xiàn)在線觀測等功能。</p><p>　　圖5-2電阻負載條件下控制框圖</p><p>　　用IGBT模塊作為六個開關管，在三相電網(wǎng)電壓平衡的條件下，只需檢測兩相電壓和兩相電流，

91、從而可以節(jié)省硬件資源。過零檢測是為了將正弦電壓信號轉換成脈沖信號，進入到I/O通道，在DSP內(nèi)計算出六個區(qū)間的位置，進而劃分六個區(qū)間。在計算出開關管輸入端電壓后，由表3-3就可以計算出各開關管的導通率，進而推算出各電壓矢量的實際工作時間。通過使用DSP三相全比較單元，可以得到對稱的PWM波，而且事件管理器中的死區(qū)單元可以避免同一橋臂上、下兩管直通現(xiàn)象的發(fā)生。實驗參數(shù)如下:電源頻率50Hz，三相輸入相電壓有效值70V，L=10mH，電容C

92、由C1和C2串聯(lián)組成，C1=C2=2200uF/400V，參考電壓Vdc*=210V，開關頻率5kHz，電阻負載R。=74Ω。</p><p>　　圖5-3~圖5-7給出了電阻負載條件下，系統(tǒng)處于PWM整流狀態(tài)時的波形。</p><p>　　圖5一3為a、b橋臂上開關管Sa、Sb控制信號。由于本系統(tǒng)采用的是二相調(diào)制方法，因此每相橋臂的功率器件在每半個周期里有60°的時間維持某一開

93、關狀態(tài)，故相同載波頻率下，開關次數(shù)比三相調(diào)制方法少三分之一，因而可降低約33%的開關損耗。</p><p>　　圖5-4為a相上下橋臂開關死區(qū)波形。在控制系統(tǒng)中，為了避免上下開關管直通現(xiàn)象的發(fā)生，死區(qū)時間設置為4.8µ S。</p><p>　　圖5-5為從二極管整流到PWM整流過渡時，a相輸入電壓和a相電流波形，從圖中可以看出，過渡過程大約為0.005S，驗證了PWM整流器的快

94、速動態(tài)性能;整流器在運行前，IGBT模塊的反并聯(lián)二極管處于整流狀態(tài)，由于電感的作用，電流呈馬鞍狀;當PWM整流器穩(wěn)定運行在整流狀態(tài)時，電網(wǎng)電壓和電流同相位，由此可見網(wǎng)側功率因數(shù)接近1。</p><p>　　圖5-6和圖5-7分別為使用常規(guī)PI調(diào)節(jié)器和使用優(yōu)化PI調(diào)節(jié)器，從二極管整流到PWM整流過渡時，直流側電壓與a相電流波形。通過對比可以看出，優(yōu)化后的PI調(diào)節(jié)器比常規(guī)PI調(diào)節(jié)器減小了直流側電容電壓的超調(diào)，提高系統(tǒng)

95、的動態(tài)響應速度，并且減小了穩(wěn)態(tài)誤差。</p><p>　　圖5-3 Sa. Sb開關控制信號 圖5-4 a相上下橋臂開關死區(qū)((4.8µS)</p><p>　　圖5-5從二極管整流到PWM整流過渡 圖5-6使用常規(guī)PI調(diào)節(jié)器，從二極管整時a相輸入電壓和a相電流波形 整流過渡時，直流側電壓與a相電流</p><p><b>

96、;　　波形</b></p><p>　　圖5-7使用優(yōu)化PI調(diào)節(jié)器，從二極管整流到PWM整流過渡時，直流側電壓與a相電流波形</p><p>　　5.2.2空載條件下的四象限運行</p><p>　　當負載為逆變電源拖動一臺1.1kw的空載異步電機機組時，其硬件電路如圖5-8所示。當電機正常運行時，PWM整流器工作在整流狀態(tài);當電機轉速快速下降時，電機向

97、直流母線電容回饋能量，從而使直流母線電壓升高。當直流母線電壓高于參考直流電壓Vac*時，PWM整流器工作在逆變狀態(tài)。實驗參數(shù)如下:電源頻率50Hz，三相輸入相電壓有效值120V，L=10mH，電容C由Cl和C2串聯(lián)組成，Cl=C2=2200µF/400V，參考電壓Vdc*=320V，開關頻率5kHz。</p><p>　　圖5-9~圖5-16給出了電機空載條件下的四象限運行的波形。</p>

98、<p>　　圖5-9從二極管整流到PWM整流過渡時， 圖5-10從PWM整流狀態(tài)到逆變狀態(tài)過渡時，a相輸入電壓和a相電流波形 a相輸入電壓和a相電流波形</p><p>　　圖5-11 PWM整流時，a相輸入電壓和電流 圖5-12逆變時，a相輸入電壓和電流放大放大波形 放大波形<

99、;/p><p>　　從圖5-9可以看出，從二極管整流到PWM整流過渡時，過渡過程大約為0.05S:當PWM整流器穩(wěn)定運行在整流狀態(tài)時，電網(wǎng)電壓和電流同相位，由此可見網(wǎng)側功率因數(shù)接近1。</p><p>　　圖5-10表明，當電機轉速突然下降時，PWM整流器開始從整流狀態(tài)向逆變狀態(tài)過渡，過渡過程大約為0.06S;在逆變狀態(tài)時，電網(wǎng)電壓與電流相位相反，可見網(wǎng)側功率數(shù)接近l。</p>

100、<p>　　圖5-11和圖5-12分別為當系統(tǒng)運行在整流和逆變狀態(tài)時，a相輸入電壓和a相電流放大波形。圖5-13為整流狀態(tài)時，a相電流及其傅里葉分析波形。從圖5-10、圖5-11和圖5-13可以看出，PWM整流器處于整流狀態(tài)時的電流波形含有少量的低次諧波以及5kHz附近的高次諧波，但是從整體上正弦度較好，而且符合單位功率因數(shù)控制。從圖5-10、圖5-12中可以看出，處于逆變狀態(tài)時的電流雖然在相位上與電壓相反，但是，波形的正弦度

101、不是很好，有待進一步研究。</p><p>　　從圖5-14可以看出，a相和b相電流在相位上相差120°。</p><p>　　圖5-15為快速停機時直流電壓和a相電流波形。從圖中可以看出，當電機快速停機時，直流母線電壓升高，呈現(xiàn)凸狀，在這段時間內(nèi)，三相交流電流反向，向電網(wǎng)回饋能量，從而實現(xiàn)變頻器的四象限運行。</p><p>　　圖5-13當運行在PWM

102、整流狀態(tài)時， 圖5-14當運行在整流狀態(tài)時a, b相電a相電流及其傅里葉分析波形 流波形</p><p>　　圖5-15快速停機時直流電壓和a 圖5-16開關管輸入電壓Va′波形</p><p><b>　　相電流波形</b></p><p><b>　　第6章結論與展望</b>

103、;</p><p><b>　　結論</b></p><p>　　三相PWM整流器對電網(wǎng)產(chǎn)生較少的諧波污染，是一種真正意義上的綠色環(huán)保電力電子裝置，也是解決諧波問題的根本措施，在電力系統(tǒng)有源濾波、無功補償、潮流控制、太陽能發(fā)電以及交直流傳動系統(tǒng)等領域，具有廣闊的應用前景。在三相電網(wǎng)平衡的情況下，本文圍繞三相PWM整流器的模型分析、控制系統(tǒng)設計、軟件仿真和實驗展開了詳細

104、的分析和研究，主要取得了以下的成果:</p><p><b>　　l)系統(tǒng)分析</b></p><p>　　本文詳細分析了三相PWM整流器在輸入三相交流平衡電壓時的數(shù)學模型、工作原理，并且對其換流方式和/又種工作模式展開了詳細的討論。</p><p><b>　　2)控制系統(tǒng)設計</b></p><p&

105、gt;　　深入研究了基于空間電壓矢量的定頻PWM控制方法，設計了電壓電流雙閉環(huán)控制的控制器，不僅能夠有效地控制開關器件的最高開關頻率，而且數(shù)字實現(xiàn)簡單。采用兩相調(diào)制方法，降低了開關損耗。設計了主電路參數(shù)的選取方法，特別討論了電感和電容的選取方法。設計了PI調(diào)節(jié)參數(shù)的自整定方法，取得了較好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)運行效果。</p><p>　　3)兩電平PWM整流器硬件實驗</p><p>　　以 TM

106、S320LF2407ADSP為內(nèi)核搭建硬件電路，對兩電平PWM整流器及其控制方法進行了實驗驗證，完成了系統(tǒng)在電阻負載條件下的整流運行、電機空載條件下的四象限運行和電機帶載40%條件下的四象限運行，以及在電機帶載80%條件下，開關頻率的變化對電流波形的影響等實驗。實驗結果表明，三相兩電平PWM整流器具有以下優(yōu)點:</p><p>　　a)特別是整流狀態(tài)下，能夠有效地抑制注入電網(wǎng)的諧波，使網(wǎng)側電流連續(xù)，且為正弦波;&

107、lt;/p><p>　　b)網(wǎng)側功率因數(shù)控制(如單位功率因數(shù)控制);</p><p><b>　　c)直流電壓可控;</b></p><p>　　d)能量可以雙向流動。即當電機正常運行時，PWM整流器工作在整流狀態(tài);當電機轉速快速下降時，電機向直流母線電容回饋能量，從而使直流母線電壓</p><p>　　升高，當直流母線電壓

108、高于參考直流電壓時，PWM整流器工作在逆變狀態(tài)，從而實現(xiàn)了變頻器的四象限運行。</p><p><b>　　展望</b></p><p>　　由于水平、時間及實驗條件有限，只進行了初步的探討，很多方面還有待進一步的研究。</p><p>　　1)進一步研究逆變狀態(tài)下，電流波形正弦度如何改進的問題;</p><p>　　2

109、)進一步研究三相電感L、直流側電容C的優(yōu)化方法，以及兩者的匹配關</p><p>　　系，為四象限運行變頻器的產(chǎn)業(yè)化奠定基礎;</p><p>　　3)在三相電網(wǎng)電壓不平衡情況下，PWM整流器的分析和控制方法;</p><p>　　4)本文對三相PWM整流器的傳統(tǒng)拓撲結構進行了研究，如果能夠通過改變</p><p>　　主電路拓撲結構，從而對

110、更好的改善系統(tǒng)運行性能將有很重要的意義;</p><p>　　b)三相兩橋臂三電平PWM整流器的實驗研究。三電平PWM整流器與常規(guī)的兩電平PWM整流器相比，其主電路結構雖較復雜，但它具有后者所沒有的優(yōu)</p><p>　　點，尤其是三相兩橋臂三電平PWM整流器，不僅具有三橋臂三電平整流電路的優(yōu)點，而且結構簡單，成本低，易于數(shù)字實現(xiàn)，具有廣闊的應用前景。</p><p&g

111、t;<b>　　結束語</b></p><p>　　踉踉蹌蹌地忙碌了幾個月，我的畢業(yè)設計課題也終將告一段落。此次設計我所選的題目是有關pwm整流器這一方面的知識，說它陌生，在學校我們卻接觸過這方面的知識，說它熟悉，在拿到題目時腦海中都有些茫然，實在不知如何著手。好在大學四年所培養(yǎng)和鍛煉出來的自學能力幫了我的大忙，在遇到不懂得問題時我能夠通過到圖書館、上網(wǎng)或者向老師虛心請教的方式等各個方面的渠