畢業(yè)設(shè)計----基于co-ofdm單模光纖系統(tǒng)傳輸性能的仿真分析

1、<p><b>　　畢業(yè)設(shè)計</b></p><p>　　基于CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)傳輸性能的仿真分析</p><p>　　本科畢業(yè)設(shè)計選題審批表</p><p>　　屆： 2010 系：電子信息工程 專業(yè)：通信工程 2009年12月28 日</p>&l

2、t;p>　　注：（1）“選題理由”由擬題人填寫。</p><p>　?。?）本表一式二份，一份院系留存，一份發(fā)給學(xué)生，最后裝訂在畢業(yè)設(shè)計說明書中。</p><p>　　一、畢業(yè)設(shè)計內(nèi)容及要求</p><p><b>　　1、課題說明</b></p><p>　　隨著技術(shù)的不斷進步，人類有望進入全光通信時代，高速、超

3、大流量的數(shù)據(jù)傳輸將不再是夢想。目前，已經(jīng)有很多的學(xué)者對研究把OFDM應(yīng)用到光通信上產(chǎn)生了濃厚的興趣，即相干光正交頻分復(fù)用(CO-OFDM)， 并且通過理論分析和實驗證明取得重大進展，尤其是在大容量、遠(yuǎn)距離方面有很大的突破。因為對光纖色散(CD)和偏振模式色散(PMD)有較好的容忍度，正交頻分復(fù)用(OFDM)已經(jīng)在光學(xué)通信領(lǐng)域表現(xiàn)出了很大的潛力。在最近一些研究中，高速CO-OFDM信號可以在無補償標(biāo)準(zhǔn)單模光纖(SSMF)中傳輸幾百甚至上千

4、公里。在傳輸性能方面，單模光纖的芯直徑很小，接近光的傳播波長，這就將光的傳輸限制為單模，消除了多模效應(yīng)。因此，在長距離傳輸系統(tǒng)中比多模光纖有明顯的優(yōu)勢。</p><p>　　本次畢業(yè)設(shè)計主要對CO-OFDM系統(tǒng)的基本原理進行了理論分析，采用Matlab軟件，研究光纖信道中的光纖色散對通信系統(tǒng)誤碼率(BER)的影響，分析OSNR與誤碼率(BER)之間的關(guān)系以及不同OSNR下的系統(tǒng)可傳輸?shù)淖畲髠鬏斁嚯x等問題，并得到相

5、關(guān)結(jié)論。</p><p>　　2、畢業(yè)設(shè)計的主要內(nèi)容：</p><p>　　(1)了解正交頻分復(fù)用技術(shù)和光通信技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用。 </p><p>　　(2)掌握相干光正交頻分復(fù)用技術(shù)的基本理論。</p><p>　　(3)熟悉并掌握Matlab軟件。</p><p>　　(4)分析光纖信道中的光纖色散對通信系統(tǒng)誤碼率

6、(BER)的影響。</p><p>　　(5)分析OSNR與誤碼率(BER)之間的關(guān)系以及不同OSNR下的系統(tǒng)可傳輸?shù)淖畲髠鬏斁嚯x之間的關(guān)系。</p><p>　　3、畢業(yè)設(shè)計的基本要求：</p><p>　　(1)了解課題的相關(guān)知識。</p><p>　　(2)調(diào)研，比較國內(nèi)外相關(guān)方面的課題。</p><p>　　(

7、3)設(shè)計方案要進行技術(shù)分析，以選擇較為合理的方案。</p><p>　　(4)掌握Matlab軟件。</p><p>　　(5)提出設(shè)計方案的改進措施。</p><p>　　(6)設(shè)計說明書應(yīng)包括與有關(guān)的敘述說明和計算，內(nèi)容完整、計算正確。</p><p>　　(7)書寫工整。計算公式和引用數(shù)據(jù)要正確，并說明其來源。</p>&

8、lt;p>　　(8)設(shè)計說明書應(yīng)包括中英文摘要、目錄、前言、正文、小結(jié)、參考文獻。</p><p>　　(9)設(shè)計說明書圖紙應(yīng)能較好地表達意圖，圖面布局合理，符合國家制圖標(biāo)準(zhǔn)和有關(guān)規(guī)范。</p><p>　　4、畢業(yè)設(shè)計工作量：</p><p>　　(1)寫開題報告，要求不少于2000字。</p><p>　　(2)設(shè)計說明書要求不少于

9、20000字，包括計算、說明、簡圖和表格等。</p><p>　　(3)按我校要求完成答辯，并將說明書按照我校要求裝訂成冊。</p><p><b>　　5、參考文獻</b></p><p>　　[1] I. B. Djordjevic, B. Vasic. Orthogonal frequency division multiplexing

10、for high-speed optical transmission Opt. Express, 2006, 14, 3767–3775.</p><p>　　[2] W. Shieh, X. Yi and Y. Tang. Transmission experiment of multi-gigabit coherent optical OFDM systems over 1000km SSMF fiber

11、Electron. Lett, Vol.43, pp. 183-185.</p><p>　　[3] S. L. Jansen, I. Morita, etal.20Gb/s OFDM transmission over 4,160-km SSMF enabled by RF-Pilot tone phase noise compensation Optical Fiber Comm. Conf., 2007,

12、Paper PDP15. </p><p>　　[4] W. Shieh, H. Bao, Y. Tang. Coherent optical OFDM: theory and design Opt. Express, 2008, 16, 841–859.</p><p>　　[5] 龔倩, 徐榮,葉小華等. 高速超長距離光傳輸技術(shù).北京：人民郵電出版社,2005.</p>

13、<p>　　[6] W. Shieh and C. Athaudage, Coherent optical orthogonal frequency division multiplexing. Electron. Lett, 2006，42, 587-589 </p><p>　　[7] W. Shieh, PMD-supported coherent optical OFDM systems, IE

14、EE Photon. Technol. Lett. 2007，19, 134–136 </p><p>　　[8] S.L.Jansen, I.Morita, N.Takeda, H.Tanaka, and T.C.W.Schenk, Coherent Optical 25.8-Gbs OFDM Transmission Over 4160-km SSMF, Journal of Lightwave Techno

15、logy, 2008, 26(1), </p><p>　　[9] W. Shieh, Q. Yang, and Y. Ma, 107 Gb/s coherent optical OFDM transmission over 1000-km SSMF fiber using orthogonal band multiplexing. Optics Express 2008, 16(9), 86378</p&

16、gt;<p>　　[10] WANG Luqing, Tellambura C. A simplified clipping and filtering technique for PAR reduction in OFDM systems IEEE Signal Processing Letters, 2005, 12(6): 453-456.</p><p>　　[11] ChoiYS，Volt

17、zPJ， CassaraFA. ML estimation of carrier frequency offset for multicarrier signal in Rayleigh fading channels. IEEE Trans on Vehicular Tech，2001，50(2):644-655</p><p>　　二、畢業(yè)設(shè)計進度計劃及檢查情況記錄表</p><p>

18、　　注：（1）表中“實際完成內(nèi)容”、“檢查人簽名”欄目要求用筆填寫，其余各項均要求打印。</p><p>　?。?）畢業(yè)設(shè)計任務(wù)書一式二份，一份學(xué)院系留存，一份發(fā)給學(xué)生，任務(wù)完成后裝訂在畢業(yè)設(shè)計說明書內(nèi)。</p><p>　　天津理工大學(xué)中環(huán)信息學(xué)院</p><p>　　本科畢業(yè)設(shè)計開題報告</p><p>　　屆：2010 系：

19、電子信息工程系 專業(yè)：通信工程 2009 年 1 月 20 日</p><p>　　天津理工大學(xué)中環(huán)信息學(xué)院教務(wù)處制表</p><p>　　天津理工大學(xué)中環(huán)信息學(xué)院教務(wù)處制表</p><p>　　基于CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)傳輸性能的仿真分析</p><p><b>　　摘 要</b

20、></p><p>　　相干光正交頻分復(fù)用（CO-OFDM）技術(shù)是一種新型的光復(fù)用技術(shù)，該技術(shù)具有相干檢測和OFDM的雙重優(yōu)點，頻譜利用率高，對抗色散和非線性效應(yīng)明顯，而且在現(xiàn)有的網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)設(shè)施上能很好的升級, 擴容方便，所以在高速率、大容量和長距離傳輸系統(tǒng)中有廣闊的應(yīng)用前景。本文對CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)進行研究，主要包括系統(tǒng)理論模型、多進正交幅度調(diào)制系統(tǒng)調(diào)制方式、系統(tǒng)性能以及仿真實現(xiàn)。具體工作內(nèi)容如下：

21、</p><p>　　第一，分析CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)的理論模型以及工作原理。介紹了系統(tǒng)模型并分析了其信號處理過程；然后給出了傳輸速率為10.7Gb/s的CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)組成。</p><p>　　第二，對正交幅度調(diào)制系統(tǒng)的傳輸性能進行了分析和仿真。</p><p>　　第三，分析了該系統(tǒng)的傳輸距離、光信噪比(OSNR)以及系統(tǒng)的誤碼率(BER)三者之

22、間的關(guān)系，并給出了仿真結(jié)果。</p><p>　　關(guān)鍵詞：相干光正交頻分復(fù)用 正交幅度調(diào)制系統(tǒng) 光信噪比 誤碼率</p><p>　　Simulation Analyse of CO-OFDM Single Mode Fiber Transmission System Performance</p><p><b>　　ABSTRACT&l

23、t;/b></p><p>　　Coherent optical orthogonal frequency division multiplexing (CO-OFDM) is a new type of optical multiplexing technology. The technology has the merits of coherent detection and OFDM, so it c

24、an realize the high-speed optical fiber transmission without dispersion compensation, while the requirement of optical amplifiers has been reduced. And thus its transmission capacity can be enhanced, but also has a good

25、upgrade in the existing network infrastructure, as well as the expansion is convenient. The</p><p>　　First, the theoretical model and principle of the CO-OFDM single mode fiber system are analyzed. The syste

26、m model of CO-OFDM system is introduced and its signal processing is analyzed, meanwhile the synchronization of the system and channel are analyzed. Then, the transmission rate of 10.7Gb/s of the CO-OFDM single mode fibe

27、r system is given. </p><p>　　Second，the transmission performance of the system’s QAM modulations are analyzed and simulated.</p><p>　　Third， the relationship of transmission distance of the syst

28、em, optical signal to noise ratio (OSNR) and the system bit error rate (BER) is explained, and the simulation results are given. </p><p>　　Key Words：Coherent optical orthogonal frequency division multip

29、lexing (CO-OFDM) Quadrature amplitude modulation (QAM) Optical signal-to-noise ratio (OSNR) Bit-error rate (BER)</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　第一章 緒論1</b></p

30、><p>　　1.1 光纖通信系統(tǒng)的發(fā)展概況1</p><p>　　1.2 CO-OFDM技術(shù)國內(nèi)外發(fā)展?fàn)顩r1</p><p>　　1.3 CO-OFDM系統(tǒng)的特點與優(yōu)勢2</p><p>　　1.3.1 相干光檢測2</p><p>　　1.3.2 OFDM技術(shù)3</p><p>　　1

31、.4 本文的主要內(nèi)容安排4</p><p>　　第二章 基本理論分析6</p><p>　　2.1 OFDM正交頻分復(fù)用技術(shù)理論6</p><p>　　2.1.1 OFDM系統(tǒng)簡述6</p><p>　　2.1.2 OFDM系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型10</p><p>　　2.1.3 OFDM系統(tǒng)參數(shù)的選擇11&l

32、t;/p><p>　　2.1.4 OFDM系統(tǒng)的主要缺點12</p><p>　　2.2 CO-OFDM的基本理論13</p><p>　　2.2.1系統(tǒng)原理框圖13</p><p>　　2.2.2 工作原理14</p><p>　　2.3 本章小結(jié)15</p><p>　　第三章 CO

33、-OFDM單模光纖系統(tǒng)16</p><p>　　3.1 單模光纖16</p><p>　　3.1.1 單模光纖的概述16</p><p>　　3.1.2 單模光纖的特性參數(shù)16</p><p>　　3.1.3 單模光纖的波長17</p><p>　　3.1.4 單模光纖的傳輸條件18</p>

34、<p>　　3.1.5 單模光纖色散18</p><p>　　3.2 10.7Gb∕sCO-OFDM單模光纖系統(tǒng)19</p><p>　　3.2.1 CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)的組成19</p><p>　　3.2.2 單模光纖信道分析21</p><p>　　3.2.3 系統(tǒng)調(diào)制方式分析22</p><

35、;p>　　3.2.4 系統(tǒng)仿真結(jié)果與分析22</p><p>　　3.3 正交幅度調(diào)制23</p><p>　　3.3.1 QAM簡介23</p><p>　　3.3.2 QAM的產(chǎn)生25</p><p>　　3.3.3 QAM 的特點26</p><p>　　3.4 本章小結(jié)27</p>

36、<p>　　第四章 在QAM調(diào)制下的系統(tǒng)傳輸性能的分析28</p><p>　　4.1 光纖色散對誤碼率的影響28</p><p>　　4.2 光信噪比與誤碼率的關(guān)系28</p><p>　　4.3 不同光信噪比下的可傳輸?shù)淖畲缶嚯x29</p><p>　　4.4 本章小結(jié)29</p><p>

37、;　　第五章 總結(jié)30</p><p><b>　　參考文獻31</b></p><p><b>　　致 謝32</b></p><p><b>　　第一章 緒論</b></p><p>　　1.1 光纖通信系統(tǒng)的發(fā)展概況</p><p>

38、;　　隨著信息的高速發(fā)展，人類社會進入了一個前所未有的信息量急劇增長的信息時代。計算機、互聯(lián)網(wǎng)、各種通信技術(shù)迅速興起，給人類的物質(zhì)和精神生活帶來了翻天覆地的變化。與之對應(yīng)，人們對通信業(yè)務(wù)有了更高層次和更高質(zhì)量的要求，這對通信業(yè)務(wù)的容量產(chǎn)生了巨大的沖擊，同時對通信網(wǎng)傳遞信息的能力提出了更高的要求。光纖通信技術(shù)以其巨大的寬帶潛力和無與倫比的傳輸性能在通信領(lǐng)域，在長距離大容量通信中占據(jù)著不可替代的位置。超大容量，超長距離和超快速度仍然是光通信

39、技術(shù)發(fā)展的主要方向。而相干光正交頻分復(fù)用（CO-OFDM）正是其中一種典型調(diào)制技術(shù)。</p><p>　　在光纖通信的1550nm波長附近200nm范圍內(nèi)，對應(yīng)的光纖帶寬約為25THz。在1310nm波長附近，也有約25THz可利用的帶寬。這表明光纖具有豐富的帶寬資源，可提供的理論傳輸帶寬達到50THz。為了充分利用光纖的帶寬，同時為了提高通信系統(tǒng)的容量，人們一直致力于各種復(fù)用技術(shù)的研究。光纖通信復(fù)用方式主要包括

40、光波分復(fù)用（WDM）、光時分復(fù)用（TDM）和光碼分復(fù)用（OCDM）以及現(xiàn)在的起步較晚但備受關(guān)注的光正交頻分復(fù)用（OOFDM）。</p><p>　　1.2 CO-OFDM技術(shù)國內(nèi)外發(fā)展?fàn)顩r</p><p>　　近幾年來，分別基于相干光（CO）和非相干光（IO）的OFDM技術(shù)，即CO/IO-OFDM技術(shù)陸續(xù)被獨立提出，以便抑制光纖中的色散和利用偏振模色散（PMD）。單就抑制色散的效果來看，使

41、用CO和IO模式是相似的，但是如果系統(tǒng)在接收端采用CO-OFDM的相干光檢測，不僅可以在有效抑制色散和利用PMD的同時，還可獲得更高的光電頻譜利用率，并且維持更好的信噪比特性。</p><p>　　目前，已經(jīng)有很多的學(xué)者對研究把OFDM應(yīng)用到光通信上產(chǎn)生了濃厚的興趣，即相干光正交頻分復(fù)用(CO-OFDM)，并且通過理論分析和實驗證明取得重大進展，尤其是在大容量、遠(yuǎn)距離方面有很大的突破。因為對光纖色散(CD)和偏振

42、模式色散(PMD)有較好的容忍度，正交頻分復(fù)用(OFDM)已經(jīng)在光學(xué)通信領(lǐng)域表現(xiàn)出了很大的潛力。在最近一些研究中，高速CO-OFDM信號可以在無補償標(biāo)準(zhǔn)單模光纖(SSMF)中傳輸幾百甚至上千公里。在傳輸性能方面，單模光纖的芯直徑很小，接近光的傳播波長，這就將光的傳輸限制為單模，消除了多模效應(yīng)。</p><p>　　自2006年5月澳大利亞墨爾本大學(xué)的Shieh等人首次提出了可采用相干光OFDM技術(shù)來補償光纖信道色

43、散的影響，并成功完成傳輸速率為10Gb/s的光OFDM信號在1000km的標(biāo)準(zhǔn)單模光纖的傳輸。</p><p>　　同年8月，W.Shieh等在Electronics Letters發(fā)表論文指出，在相干光OFDM系統(tǒng)中可以減小單模光纖的偏振模色散（PMD）影響；在該課題組后續(xù)的研究中表明，在CO-OFDM系統(tǒng)中，PMD有利于實現(xiàn)系統(tǒng)的色散補償。2007年，該課題組又成功報道了利用PMD技術(shù)在1000km的SSMF

44、中實現(xiàn)了傳輸10.7Gb/s信號的無色散補償。</p><p>　　不久，S.L. Jansen等人比較系統(tǒng)的討論了長距離傳輸?shù)腃O-OFDM系統(tǒng)。在此文章中提出了一種新穎的相位噪聲補償方法，即RF輔助相位噪聲補償法。在此補償方案下，在沒有色散補償時，25.8Gb/s的CO-OFDM信號成功實現(xiàn)在標(biāo)準(zhǔn)單模光纖中傳輸了4160公里。在此之后，很多與CO-OFDM的相關(guān)的理論研究和實驗陸續(xù)發(fā)表，CO-OFDM得到了飛

45、速的發(fā)展。</p><p>　　2008年4月，W.Shieh等人在optics express發(fā)表論文，實現(xiàn)了10.7Gb/sCO-OFDM在SSMF上傳輸1000km以上，并且系統(tǒng)使用了MIMO-OFDM模型進行傳輸，提高了頻譜利用率，其頻譜利用率為3.3b/s/Hz。</p><p>　　2009年2月，S.L.Jansan等人發(fā)表了采用PDM極化分集復(fù)用與CO-OFDM相結(jié)合，12

46、1.9Gb/s的信號在1000km的SSMF上實現(xiàn)了無色散傳輸，其電譜效率為2b/s/Hz。</p><p>　　國內(nèi)的CO-OFDM技術(shù)起步較晚，但是發(fā)展較為迅速，電子科技大學(xué)，浙江大學(xué)，武漢郵電等單位也在對CO-OFDM系統(tǒng)進行仿真和光路實驗研究。</p><p>　　1.3 CO-OFDM系統(tǒng)的特點與優(yōu)勢</p><p>　　CO-OFDM結(jié)合了光纖通信中的相

47、干光檢測和OFDM技術(shù)的特點。相干光檢測和OFDM 之間的協(xié)同作用是雙重的，揚長避短。在射頻到光域的上轉(zhuǎn)換和光域到射頻的下轉(zhuǎn)換中，相干系統(tǒng)帶來了OFDM所需的線性，OFDM技術(shù)使線性系統(tǒng)計算效率高、信道簡單并可進行相位估值。對下一代100Gb/s 的傳輸系統(tǒng)而言，CO-OFDM被認(rèn)為是比較好的調(diào)制方式。</p><p>　　1.3.1相干光檢測</p><p>　　相干光檢測方式就是在接收

48、端，采用光相干外差檢測或零差檢測，其工作原理如圖1.1所示。首先，在發(fā)送端，發(fā)送信號采用外調(diào)制方式調(diào)制到光載波上進行傳輸，在接收端，接收信號與一本振光信號進行相干耦合。然后由平衡接收機進行外差檢測，根據(jù)本振光頻率與信號頻率是否相同決定用零差檢測還是外差檢測，前者光電轉(zhuǎn)換后直接變換為基帶信號；后者經(jīng)過光電轉(zhuǎn)換后得到中頻信號，再經(jīng)過二次解調(diào)將中頻信號轉(zhuǎn)換成基帶信號。</p><p>　　圖1.1 相干光檢測示意圖&l

49、t;/p><p>　　Fig.1.1 Schematic diagram of coherent optical detection</p><p>　　相干檢測的主要優(yōu)點：</p><p>　　1.靈敏度高，中繼距離長。</p><p>　　在相同的條件下，理論上計算，相干接收機比普通接收機提高靈敏度約20dB左右。</p>&l

50、t;p>　　2.選擇性好，通信容量大。</p><p>　　外差探測有良好的濾波性能，還可以使WDM系統(tǒng)的頻率間隔大大縮小，取代傳統(tǒng)光復(fù)用技術(shù)的大頻率間隔。</p><p>　　3.具有多種調(diào)制方式。</p><p>　　在相干光通信中，除了可以進行幅度調(diào)制之外，還可以使用PSK、DPSK、DQPSK和QAM等多種調(diào)制方式，而這些調(diào)制方式這些調(diào)制方式同樣也適用

51、于CO-OFDM的單模光纖系統(tǒng)中。</p><p>　　1.3.2OFDM技術(shù)</p><p>　　OFDM是在無線通訊中被IEEE 802.11g等通訊標(biāo)準(zhǔn)廣泛采用的一種高速傳輸技術(shù)。圖1.2是OFDM信號子載波頻譜圖，在每一個子載波頻率的最大值處，所有其他的子載波的頻譜恰好為零，所以，在對OFDM符號進行解調(diào)的過程中，計算這些點上所對應(yīng)的每個子載波頻率的最大值即可，因此，可以

52、從多個相互重疊的子信道符號頻譜中提取出每個子信道的符號信息，卻不受其他子信道的干擾。它的工作原理是在頻域內(nèi)將給定信道分成許多正交子信道，在每個子信道上使用一個子載波進行調(diào)制，各子信道載波之間互相正交，并行傳輸，從而實現(xiàn)了高速傳輸。與單通道調(diào)制的方式相比，OFDM系統(tǒng)將具有下述優(yōu)勢：</p><p>　　1.不但減小了子載波間的相互干擾，同時又最大程度的提高了頻譜利用率，這是由于在OFDM系統(tǒng)中各個子載波的頻譜是相

53、互重疊且正交的；</p><p>　　2.很大程度上消除了符號間干擾。盡管系統(tǒng)的總信道是非平坦的、具有頻率選擇性，但每個子信道響應(yīng)是相對平坦的，且在每個子信道上進行窄帶傳輸，信號帶寬小于信道的相應(yīng)帶寬，從而消除了符號間干擾；</p><p>　　3.由于對OFDM的收發(fā)處理充分利用了快速傅里葉變換（FFT）等算法，從而有效的降低了計算和算法處理的難度，同時降低了系統(tǒng)復(fù)雜度。</p&g

54、t;<p>　　圖1.2 OFDM信號各子載波頻譜圖</p><p>　　Fig.1.2 each subcarrier spectrum for OFDM signal</p><p>　　由于CO-OFDM結(jié)合了光纖通信中相干光檢測和OFDM技術(shù)的特點，具有相干光檢測和OFDM技術(shù)的雙重特點，所以CO-OFDM系統(tǒng)具有WDM、OTDM、IO-OFDM等系統(tǒng)所沒有的優(yōu)勢，主

55、要表現(xiàn)在：</p><p>　　1.由于OFDM的正交性，最大限度的利用了頻譜資源，提高了頻譜利用率。</p><p>　　2.CO-OFDM系統(tǒng)在傳輸過程中不需要色散補償，在接收端無需色散處理機制。這樣既能夠?qū)崿F(xiàn)高速率傳輸，降低了網(wǎng)絡(luò)的復(fù)雜度，同時也能適應(yīng)動態(tài)變化的網(wǎng)絡(luò)環(huán)境。</p><p>　　3.CO-OFDM系統(tǒng)與原來的WDM系統(tǒng)有很好的兼容性，可充分利用W

56、DM系統(tǒng)在原有網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)設(shè)施方面的巨大投資，只需要在發(fā)射端和接收端進行適當(dāng)?shù)母脑旒茨軌蚝芎玫耐瓿缮?，具有很強的信道容量可擴展性，擴容方便。</p><p>　　1.4 本文的主要內(nèi)容安排</p><p>　　CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)是一個相對較新的研究課題，許多問題還待解決和改進提高。單模光纖因其芯徑細(xì)，模式色散很小，衰減比多模光纖低得多，色散小，帶寬大，支持更長傳輸距離和更高的傳輸速率

57、，在未來的長途干線傳輸、城域網(wǎng)建設(shè)中單模光纖的地位將是不可動搖的。</p><p>　　本文以CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)為研究對象，對其傳輸特性進行分析，在無色散補償?shù)臈l件下，研究不同調(diào)制下系統(tǒng)的傳輸距離、光信噪比以及系統(tǒng)誤碼率的關(guān)系。本文的內(nèi)容安排如下：</p><p>　　第一章主要光纖系統(tǒng)的發(fā)展概況，CO-OFDM技術(shù)的國內(nèi)外發(fā)展?fàn)顩r以及CO-OFDM系統(tǒng)的特點與優(yōu)勢。</p&

58、gt;<p>　　第二章介紹OFDM以及CO-OFDM的基本理論知識。</p><p>　　第三章介紹單模光纖的基本知識，對CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)進行分析，并對正交幅度調(diào)制（QAM）進行簡單的研究。</p><p>　　第四章對基于CO-OFDM系統(tǒng)單模光纖系統(tǒng)在QAM調(diào)制下系統(tǒng)傳輸性能的仿真和分析，并得出相關(guān)的仿真結(jié)果。</p><p>　　第五

59、章是對本課題研究內(nèi)容結(jié)果的總結(jié)。</p><p>　　第二章 基本理論分析</p><p>　　2.1 OFDM正交頻分復(fù)用技術(shù)理論</p><p>　　2.1.1OFDM系統(tǒng)簡述</p><p>　　OFDM（正交頻分復(fù)用）技術(shù)是在頻分復(fù)用的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，是一種無線環(huán)境下的高速傳輸技術(shù)，是一種多載波調(diào)制方式。在傳統(tǒng)的頻分復(fù)用（FDM）

60、系統(tǒng)中，子載波上的信號頻譜沒有重疊，以便接收機中能用傳統(tǒng)的濾波器方法將其分離、提取，這樣做的最大缺點就是頻譜利用率低，造成頻譜浪費。OFDM技術(shù)區(qū)分各個子信道的方法是利用各個子載波之間嚴(yán)格的正交性。它允許子載波頻譜部分重疊，只要滿足子載波間相互正交就可以從混疊的子載波上分離出數(shù)據(jù)信息。當(dāng)載波間最小間隔等于數(shù)據(jù)碼字周期倒數(shù)的整數(shù)倍時，可滿足正交條件。為了提高頻譜效率，一般取最小間隔等于數(shù)據(jù)碼字周期的倒數(shù)（1/T）。</p>

61、<p>　　圖2.1 單個子帶頻譜示意圖 圖2.2 OFDM信號頻譜</p><p>　　Fig.2.1 Fypical appearance of a subcarrier Fig.2.2 Power density spectra of OFDM signal</p><p>　　圖2.2是一個典型的OFDM信號頻譜圖，在每個子載波

62、的中心頻率處（即本子載波的采樣點處），其它子載波的分量為零。在實際系統(tǒng)中，OFDM的子載波數(shù)N通常很大。而發(fā)射信號作為N個獨立的子載波信號的線性疊加，根據(jù)大數(shù)定理，其時域統(tǒng)計特性應(yīng)接近于高斯分布。從頻域來看，由N個功率譜包絡(luò)為sinc函數(shù)的子載波疊加構(gòu)成的OFDM信號功率譜近似為規(guī)則矩形，在不經(jīng)過濾波器的情況下其邊沿已經(jīng)非常陡峭，類似于限帶高斯白噪聲的頻譜。如果在每個子載波上采用M進制調(diào)制，則理想OFDM信號總的頻譜效率約為log2Mb

63、it/s/Hz，達到了“理論最高頻譜效率”。而單載波系統(tǒng)由于受濾波器實現(xiàn)的限制，實際最高頻譜效率僅為理論值的80%～90%。</p><p>　　圖2.3就是基本的OFDM系統(tǒng)，它的實質(zhì)是將數(shù)據(jù)流用低傳輸率的正交子</p><p>　　圖2.3 基本OFDM系統(tǒng)</p><p>　　Fig.2.3 Basic OFDM System</p><p

64、>　　載波來并行傳送業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。在發(fā)射端，高速串行數(shù)據(jù)流經(jīng)過串/并變換為N路并行的低速數(shù)據(jù)流，在串并轉(zhuǎn)換的輸出端送出N個符號，然后分別用N個正交子載波進行調(diào)制，同時進行傳輸。這樣，盡管總的信道是非平坦的，具有頻率選擇性，但是每個子信道是相對平坦的。在每個子信道上進行的是窄帶傳輸，信號帶寬小于信道的相應(yīng)帶寬，從而可以大大消除信號波形間的干擾。對于低速并行的子載波而言，由于符號周期展寬為原數(shù)據(jù)符號周期的N倍，多徑效應(yīng)造成的時延擴展與符號

65、周期的比值降低N倍。下面對系統(tǒng)傳輸中串并變換和循環(huán)前綴的作用作簡要說明：</p><p>　　數(shù)據(jù)傳輸?shù)牡湫托问绞谴袛?shù)據(jù)流，符號被連續(xù)傳輸，每個數(shù)據(jù)符號的頻譜可占據(jù)整個可利用的帶寬。但在并行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，許多符號被同時傳輸，減少了那些在串行系統(tǒng)中出現(xiàn)的問題。在OFDM系統(tǒng)中，每個傳輸符號速率的大小大約在幾個bits到幾十kbit/s之間，所以必須進行串并變換，將輸入串行比特流轉(zhuǎn)換成為可以傳輸?shù)腛FDM符號。由

66、于調(diào)制模式可以自適應(yīng)調(diào)節(jié)，所以每個子載波的調(diào)制模式是可變化的，因而每個子載波可傳輸?shù)谋忍財?shù)也是可變化的，所以串并變換需要分配給每個子載波數(shù)據(jù)段的長度是不一樣的，在接收端執(zhí)行相反的過程，從各個子載波處來的數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換回原始的串行數(shù)據(jù)。</p><p>　　當(dāng)一個OFDM符號在多徑無線信道中傳輸時，頻率選擇性衰落會導(dǎo)致某幾組子載波受到相當(dāng)大的衰減，從而引起比特錯誤。這些在信道頻率響應(yīng)上的零點會造成在鄰近的子載波上發(fā)射的

67、信息受到破壞，導(dǎo)致在每個符號中出現(xiàn)一連串的比特錯誤。與一大串錯誤連續(xù)出現(xiàn)的情況比較，大多數(shù)前向糾錯編碼(FEC，F(xiàn)orward Error Correction)在錯誤分布的情況下會工作得更有效。所以，為了提高系統(tǒng)性能，大多數(shù)系統(tǒng)采用數(shù)據(jù)加擾作為串并轉(zhuǎn)換工作的一部分。這可以通過把每個連續(xù)的數(shù)據(jù)比特隨機地分配到各個子載波上來實現(xiàn)。在接收機端，進行一個對應(yīng)的逆過程解出信號。這樣，不僅可以還原出數(shù)據(jù)比特原來的順序，同時還可以分散由于信道衰落引

68、起的連串比特錯誤使其在時間上近似均勻分布。這種將比特錯誤位置的隨機化可以提高前向糾錯編碼FEC的性能，并且系統(tǒng)總的性能也得到改進。</p><p>　　圖2.4 OFDM循環(huán)前綴示意圖</p><p>　　Fig.2.4 Structure of OFDM signal with cyclic prefix</p><p>　　由于傳輸信道往往是記憶的，為了消除碼間

69、干擾，OFDM系統(tǒng)通常采用的方法是，先將數(shù)據(jù)符號進行N點逆傅立葉變換(IFFT)，將變換后的最后L個數(shù)據(jù)復(fù)制到前面，組成N十L個數(shù)據(jù)的發(fā)射OFDM符號。如圖2-4所示，這L個點冗余的數(shù)據(jù)通常稱為循環(huán)前綴（CP），其長度大于等于FIR信道的階。在接收端，丟棄OFDM碼字的CP部分，并對余下的部分進行N點傅立葉變換處理。正是在發(fā)射端采用IFFT和插入循環(huán)前綴而在接收端丟棄循環(huán)前綴后采用FFT處理技術(shù)，從而將頻域選擇性信道轉(zhuǎn)換為相互獨立的具有

70、平坦性衰落的高斯子信道[]。插入CP不僅可以有效地對抗多徑時延擴展和保持子載波間的正交性，而且最重要的一點是使帶CP的OFDM時域信號與信道時域響應(yīng)h(n)的線性卷積近似為時域數(shù)據(jù)符號s(n)與信道時域響應(yīng)h(n)的循環(huán)卷積。</p><p>　　下面定量分析保護間隔在多徑衰落信道下對OFDM信號的保護作用。我們把OFDM的發(fā)射信號表示為：</p><p><b>　　(2.1)

71、</b></p><p>　　式中變量i表示不同的OFDM周期，g(t)為矩形脈沖波形，即</p><p><b>　　(2.2)</b></p><p>　　在靜態(tài)的頻率選擇性衰落信道下，信道沖激相應(yīng)為：</p><p><b>　　(2.3)</b></p><p

72、>　　其中h1為第l條接收路徑的復(fù)包絡(luò)，1為回波延時。假設(shè)回波延時不超過信號的傳輸周期，在所有回波中，落于保護間隔Δ內(nèi)的有M1個，超出Δ的有M2個。即：</p><p><b>　　(2.4)</b></p><p>　　那么經(jīng)過多徑信道后，接收機的輸入信號應(yīng)該為：</p><p><b>　　(2.5)</b>&l

73、t;/p><p>　　式中n(t)為復(fù)高斯隨機噪聲。在第i個OFDM周期，接收機完成DFT變換后的判決結(jié)果是：</p><p><b>　　(2.6)</b></p><p>　　式中第一項為所需信號，第二項為載波間的干擾（ICI），第三項為OFDM周期間的干擾（包括同一子載波的ISI和不同子載波的串?dāng)_），最后一項為隨機噪聲。由此式可見，時延小于保

74、護間隔Δ的M1個回波只決定判決結(jié)果的復(fù)系數(shù)，并不會對判決結(jié)果產(chǎn)生破壞。當(dāng)所有回波都落在保護間隔之內(nèi)時，上式簡化為：</p><p><b>　　(2.7)</b></p><p>　　通常OFDM信號的每個子載波頻帶小于信道相關(guān)帶寬，也就是說每個子載波上的衰落可以認(rèn)為是平衰落。我們定義：</p><p><b>　　(2.8)<

75、/b></p><p>　　顯然，式中的HK就是信道在N個子載波上的傳遞函數(shù)。如果收端通過信道估計得到準(zhǔn)確的HK，就可以恢復(fù)出發(fā)端原始信息。</p><p>　　2.1.2OFDM系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型</p><p>　　圖2.5 OFDM系統(tǒng)完整數(shù)據(jù)傳輸</p><p>　　Fig.2.5 Block diagram of OFDM tra

76、nsmission system</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)中，可用的頻譜被分為N個正交的子信道。一列復(fù)信號符號被分為若干個OFDM符號，每個OFDM符號由N個數(shù)據(jù)符號i,m(m=0,1….N-1)調(diào)制而成，i,m在第i個OFDM符號中傳遞的第m個數(shù)據(jù)符號。符號{i,m}調(diào)制各正交載波產(chǎn)生了時域信號i,k。其中。Esm是用戶在第m個子載波上的功率。由多徑信道產(chǎn)生的符號間干擾可以通過加循環(huán)前綴來避免。在第i

77、個OFDM符號中發(fā)送的樣點i,k中開始的v個樣點是最后v個樣點的復(fù)制。樣點i,k在發(fā)射前通過一個單位能量的升余弦奈奎斯特濾波器p(t)，這個濾波器的傅立葉變換是P(f)，然后發(fā)送信號被送入到傳輸函數(shù)的傅立葉變換函數(shù)為Hch(f)的多徑信道中，在通過信道的過程中還受到復(fù)加性高斯白噪聲(AWGN)的干擾。這里所說的復(fù)加性高斯白噪聲具有不相關(guān)的實部和虛部，其實部與虛部的功率譜密度均為0.5N0。在接收端，射頻信號使用本地振蕩器下變頻到基帶信號

78、。如果本地振蕩器和用戶的上變頻振蕩器不同，接收信號就會受到載波相位誤差φ(t)的干擾。接收機中包括的與發(fā)送濾波器相匹配的濾波器p*(-t)的輸出r(t)在采樣時刻的采樣為i,k。i，kT是第i個符號</p><p><b>　　(2.9)</b></p><p>　　是一個等效濾波器,假設(shè)氣 的持續(xù)時間不超過循環(huán)前綴的長度，這樣發(fā)送信號就只有循環(huán)前綴會受到前一OFDM

79、符號的影響，而所需樣點則不會受到影響。接收端將循環(huán)前綴舍棄，對保留下來的N個樣點進行進一步處理。</p><p>　　循環(huán)前綴外的樣點可用下式表示：</p><p><b>　　(2.10)</b></p><p>　　所選信號經(jīng)過快速傅立葉變換（FFT）解調(diào)后得到的信號形式類似于(2.6)。</p><p>　　2.1

80、.3OFDM系統(tǒng)參數(shù)的選擇</p><p>　　各種OFDM參數(shù)的選擇就是需要在多項要求沖突中進行折中考慮。通常來講，首先要確定3個參數(shù)：帶寬、比特率及保護間隔，通常保護間隔的時間長度應(yīng)該為應(yīng)用移動環(huán)境信道的時延擴展均方根值2～4倍。</p><p>　　一旦確定了保護間隔，則OFDM符號周期長度就可以確定。為了最大限度的減少由于插入保護比特所帶來的信噪比的損失，希望OFDM符號周期長度要

81、遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于保護間隔。但是符號周期長度又不能任意大，否則OFDM系統(tǒng)中要包括更多的子載波數(shù)，從而導(dǎo)致子載波間隔相應(yīng)減少，系統(tǒng)的實現(xiàn)復(fù)雜度增加，而且還加大了系統(tǒng)的峰值平均功率比，同時使系統(tǒng)對頻率偏差更加敏感。因此在實際應(yīng)用中，一般選擇符號周期長度是保護間隔長度的5倍，這樣由于插入保護比特所造成的信噪比損耗只有1dB左右。</p><p>　　在確定了符號周期和保護間隔之后，子載波的數(shù)量可以直接利用-3dB帶寬除以每個子

82、信道的比特速率來確定子載波的數(shù)量。每個信道中所傳輸?shù)谋忍厮俾士梢杂烧{(diào)制類型、編碼速率和符號速率來確定。</p><p>　　1.有用符號持續(xù)時間</p><p>　　有用符號持續(xù)時間T對子載波之間間隔和譯碼的等待周期都有影響，為了保持?jǐn)?shù)據(jù)的吞吐量，子載波數(shù)目和FFT的長度要有相對較大的數(shù)量，這樣就導(dǎo)致了有用符號持續(xù)時間的增加。在實際應(yīng)用中，載波的偏移和相位的穩(wěn)定性會影響兩個載波之間間隔的大

83、小，如果為移動著的接收機，載波間隔則必須足夠大才能使得多普勒頻移可以被忽略?？傊x擇有用符號的持續(xù)時間，必須以保證信道的穩(wěn)定的前提。</p><p>　　2.子載波數(shù)量N的選擇</p><p>　　與冗余碼元一樣，保護間隔的引入必然會降低實際系統(tǒng)的頻譜效率。對于一個確定延時的多徑信道，系統(tǒng)的實際頻譜效率為：</p><p><b>　　(2.11)<

84、;/b></p><p>　　因此，為了在保持信息速率的前提下提高系統(tǒng)的頻譜效率，就必須增加s，也就是增加子載波的數(shù)量N。</p><p>　　但是，子載波數(shù)量也不是越多越好。除了DFT計算復(fù)雜度和硬件消耗會隨N值增加而迅速上升外，還因為現(xiàn)代系統(tǒng)的子載波間隔與N值成反比；子載波間隔越小，對時間選擇性衰落和多普勒效應(yīng)造成的頻譜擴展以及載波相位噪聲越敏感，越容易失去正交性。因此在工程應(yīng)用

85、中，需要在這一對矛盾間折衷考慮。此外，我們選擇的N值還應(yīng)該能夠分解成小基數(shù)的乘積，以便采用FFT蝶形算法。除了上述因素外，我們在實際應(yīng)用中還要考慮移動性、網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃靈活性等。</p><p><b>　　3.調(diào)制模式</b></p><p>　　OFDM系統(tǒng)的調(diào)制可以基于功率或是頻譜利用率來選擇。調(diào)制的模型可以用復(fù)數(shù)形式來表示dn=an+jbn，其符號an和bn在16Q

86、AM中為（±1,±3），在QPSK中為±1。總之，應(yīng)用到每個子載波的調(diào)制模式的選擇只能是數(shù)據(jù)速率需求與傳輸穩(wěn)定性之間的折衷。另外，OFDM的另一個有點是不同的調(diào)制模式可以由分層服務(wù)應(yīng)用到不同的子載波。</p><p>　　2.1.4OFDM系統(tǒng)的主要缺點</p><p>　　OFDM系統(tǒng)內(nèi)由于存在多個正交子載波，且其輸出信號是多個子信道信號的疊加，因此與單載波

87、系統(tǒng)相比，存在如下主要缺點：</p><p>　　首先是對同步誤差和信道估計誤差非常敏感，由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴(yán)格的要求。然而由于無線信道存在時變性，在傳輸過程中會出現(xiàn)無線信號的頻率偏移，例如多普勒頻移，或者由于發(fā)射機載波頻率與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使得OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，從而導(dǎo)致子信道間的信號相互干擾(ICI)，這種對頻率偏差敏感是OFDM

88、系統(tǒng)的主要缺點之一。如圖2.6和2.7所示，存在ICI的OFDM符號載波間的正交性完全被破壞了。</p><p>　　圖2.6 嚴(yán)格正交的OFDM符號頻譜 圖2.7 存在ICI的OFDM符號頻譜</p><p>　　Fig.2.6 Spectrum of OFDM signal without ICI Fig.2.7 Spectrum of OFDM signal with I

89、CI</p><p>　　其次是OFDM的峰均功率比大，對系統(tǒng)的非線性敏感。與單載波系統(tǒng)相比，由于多載波調(diào)制系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，因此如果多個信號的相位一致時，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號的平均功率，導(dǎo)致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比((PAR)。這樣就對發(fā)射機內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求，如果放大器的動態(tài)范圍不能滿足信號的變化，則會為信號帶來畸變，使疊加信號的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個子信

90、道信號之間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生相互干擾，使系統(tǒng)性能惡化。</p><p>　　2.2 CO-OFDM的基本理論</p><p>　　2.2.1系統(tǒng)原理框圖</p><p>　　CO-OFDM系統(tǒng)的OFDM符號的產(chǎn)生與無線通信中是類似的，只是將在電域中產(chǎn)生的OFDM符號調(diào)制至射頻，然后再調(diào)制到光頻率上進而在光纖中傳輸?；贑O-OFDM單模光纖系統(tǒng)原理框圖如圖2.1

91、所示，它主要包括五個部分，分別為：射頻OFDM(RF OFDM)發(fā)送端，電光(RF-To-Optical, RTO)上變頻器、光傳輸鏈路、光電 (Optical-To-RF, OTR)下變頻器和RF OFDM接收端。</p><p>　　圖2.8 CO-OFDM的單模光纖系統(tǒng)原理框圖</p><p>　　Fig.2.8 Conceptual diagram for a generic CO

92、-OFDM SMF system</p><p>　　在RF OFDM發(fā)送端，二進制串行數(shù)據(jù)流經(jīng)過星座映射，逆傅立葉變換（IFFT），導(dǎo)頻符號、訓(xùn)練序列以及循環(huán)前綴添加，數(shù)模轉(zhuǎn)換，濾波等處理過程后形成基帶OFDM信號，并將其調(diào)制到射頻上；電光上變頻器是利用馬赫—曾德調(diào)制器（MZM：Mach–Zehnder Modulation）將RF OFDM信號調(diào)制到光域上；光傳輸鏈路中包括用來傳輸?shù)墓饫w和用于補償鏈路損耗的E

93、DFA；在光電下變頻器中，采用光相干檢測，使用兩對平衡接收機進行零差檢測，將光OFDM 信號還原為射頻OFDM信號，完成光電轉(zhuǎn)換；在RF OFDM接收端將射頻OFDM信號還原成基帶OFDM信號，之后進行的是RF OFDM發(fā)送端的逆過程，如濾波、數(shù)模轉(zhuǎn)換等，將基帶OFDM信號恢復(fù)為原始的二進制串行數(shù)據(jù)流。</p><p><b>　　2.2.2工作原理</b></p><p

94、>　　在圖2.8中，輸入到RF OFDM發(fā)送器的二進制數(shù)據(jù)流，首先經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換成為Nx路的并行數(shù)據(jù)，采用M進制的調(diào)制方式（例如：2PSK，4QAM，8QAM等）對每路數(shù)據(jù)進行調(diào)制，并且利用星座圖將調(diào)制得到的信號映射到對應(yīng)的復(fù)信號ckj上，通過逆傅立葉變換將ckj變換為時域序列，正如式（2.12）所示，在此期間插入保護間隔以避免信道色散，再經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號，并用低通濾波器濾除邊帶信號，形成基帶模擬OFDM信號。

95、其時域信號可以表示為：</p><p><b>　　(2.12)</b></p><p><b>　　式中： ， ，</b></p><p>　　上式中ci,k表示第個子載波上的第個信息碼元；fk表示子載波頻率；Nx表示OFDM子載波的數(shù)量；Ts，G和ts分別是OFDM符號周期（包含循環(huán)前綴），保護間隔長度和觀察周期（

96、即有用信號的長度），此時為了避免產(chǎn)生符號間干擾(ISI)，保護間隔長度必須大于最大多徑時延。基帶OFDM信號通過一個射頻同相正交混合器將進一步轉(zhuǎn)換到射頻頻帶上。在RTO上變頻器中，采用光同相正交調(diào)制器將射頻OFDM信號轉(zhuǎn)換到光域上，此時，實現(xiàn)上變頻的功能, RF OFDM 信號轉(zhuǎn)變?yōu)楣釵FDM信號，其中，光同相正交調(diào)制器由一對由90°相位偏移的馬赫—曾德調(diào)制器組成。光OFDM信號可以用公式（2.13）來表示：</p>

97、;<p><b>　　(2.13)</b></p><p>　　這里和分別是發(fā)送端激光器的角頻率和相位，為基帶時域信號。光OFDM信號進入在光傳輸鏈路中進行傳輸，假設(shè)信道的傳輸函數(shù)為，則在接收端的光信號可以表示為：</p><p><b>　　(2.14)</b></p><p>　　這里代表卷積。光域OFD

98、M信號進入OTR下變頻器，采用光相干檢測，使用兩對平衡接收機進行零差檢測，光OFDM信號轉(zhuǎn)換成射頻OFDM信號，完成光電轉(zhuǎn)換；之后射頻OFDM信號通過混頻后，轉(zhuǎn)換為直接（DC）的中頻信號，真格中頻信號可表示為：</p><p><b>　　(2.15)</b></p><p><b>　　(2.16)</b></p><p&g

99、t;　　其中和分別是發(fā)送和接收激光器之間的頻率偏移和相位偏移。在RF OFDM接收端，這個中頻OFDM信號首先利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器進行抽樣；然后，在進行符號判決之前，信號需經(jīng)過三級復(fù)雜的同步，這三級同步如下：</p><p>　　1.定時同步，確定OFDM 符號的窗口起始位置。</p><p>　　2.頻率同步，采用相干解調(diào)時，由于兩個激光器之間產(chǎn)生的光載波不可能完全一致，而且傳輸鏈路中的信道色

100、散等因素的影響，所以此時要進行頻率偏移估計，并且進行補償。</p><p>　　3.子載波同步，在子載波恢復(fù)中，對每個子載波信道進行估計和補償。</p><p>　　當(dāng)系統(tǒng)采用精確的同步處理后，RF OFDM信號通過傅里葉變換后公式 (2.15)的抽樣值變?yōu)椋?lt;/p><p><b>　　(2.17)</b></p><p&

101、gt;　　rki為接收到的信息碼元，是子載波相位，hki為頻域信道傳輸函數(shù)，nki是噪聲，上面的第三次同步包括了對子載波和信道傳輸函數(shù)hki的估計，所以它們可以通過一定的方法求出，這樣和的值就可以通過迫零法來確定：</p><p><b>　　(2.18)</b></p><p>　　用于符號判決或恢復(fù)發(fā)射值，隨后恢復(fù)為原始信號。</p><p&g

102、t;　　需要說明的是，以上簡短描述的CO-OFDM 信號處理過程中，并沒有提及到導(dǎo)頻符號和插入到OFDM符號中的訓(xùn)練序列，這些導(dǎo)頻符號和訓(xùn)練序列的作用是用于上面提到的三級同步。另外，上述的CO-OFDM 信號處理過程中也沒有提及到糾錯編碼，糾錯編碼要包括糾錯編譯碼器和交織器。</p><p><b>　　2.3本章小結(jié)</b></p><p>　　本章主要介紹了OFD

103、M技術(shù)和主要思想，并且研究了CO-OFDM技術(shù)基本理論，系統(tǒng)原理框圖以及工作原理，為系統(tǒng)設(shè)計提供理論基礎(chǔ)。</p><p>　　第三章 CO-OFDM單模光纖系統(tǒng)</p><p><b>　　3.1 單模光纖</b></p><p>　　3.1.1單模光纖的概述</p><p>　　單模光纖(SingleModeFib

104、er)：中心玻璃芯很細(xì)(芯徑一般為9或10μm)，只能傳一種模式的光。因此，其模間色散很小，適用于遠(yuǎn)程通訊，但還存在著材料色散和波導(dǎo)色散，這樣單模光纖對光源的譜寬和穩(wěn)定性有較高的要求，即譜寬要窄，穩(wěn)定性要好。后來又發(fā)現(xiàn)在1.31μm波長處，單模光纖的材料色散和波導(dǎo)色散一為正、一為負(fù)，大小也正好相等。這就是說在1.31μm波長處，單模光纖的總色散為零。從光纖的損耗特性來看，1.31μm處正好是光纖的一個低損耗窗口。這樣，1.31μm波長區(qū)

105、就成了光纖通信的一個很理想的工作窗口，也是現(xiàn)在實用光纖通信系統(tǒng)的主要工作波段。1.31μm常規(guī)單模光纖的主要參數(shù)是由國際電信聯(lián)盟ITU－T在G652建議中確定的，因此這種光纖又稱G652光纖。</p><p>　　單模光纖具備10micron的芯直徑，可容許單模光束傳輸，可減除頻寬及振模色散的限制，但由于單模光纖芯徑太小，較難控制光束傳輸，故需要極為昂貴的激光作為光源體，而單模光纜的主要限制在于材料色散(Mate

106、rialdispersion)，單模光纜主要利用激光才能獲得高頻寬，而由于LED會發(fā)放大量不同頻寬的光源，所以材料色散要求非常重要。</p><p>　　單模光纖相比于多模光纖可支持更長傳輸距離，在100MBPS的以太網(wǎng)以至這行的1G千兆網(wǎng)，單模光纖都可支持超過5000m的傳輸距離。從成本角度考慮，由于光端機非常昂貴，故采用單模光纖的成本會比多模光纖電纜的成本高。單模光纖（SingleModeFiber,SMF

107、）折射率分布和突變型光纖相似，纖芯直徑只有8~10μm，光線以直線形狀沿纖芯中心軸線方向傳播。因為這種光纖只能傳輸一個模式（兩個偏振態(tài)簡并），所以稱為單模光纖，其信號畸變很小。</p><p>　　3.1.2單模光纖的特性參數(shù)</p><p><b>　　1.衰耗系數(shù)a</b></p><p>　　對于單模光纖在1.31微米附近約為0.35dB

108、/km,在1.55微米附近，可降至為0.2dB/km以下。</p><p><b>　　2.色散系數(shù)D()</b></p><p>　　我們已經(jīng)知道，光纖的色散可以分為三大部分即模式色散、材料色散與波導(dǎo)色散。而對于單模光纖而言，由于實現(xiàn)了單模傳輸所以不存在模式色散的問題，故其色散主要表現(xiàn)為材料色散與波導(dǎo)色散（統(tǒng)稱模內(nèi)色散）。綜合考慮單模光纖的材料色散與波導(dǎo)色散，統(tǒng)稱色

109、散系數(shù)。色散系數(shù)可以這樣理解：每公里的光纖由于單位譜寬所引起的脈沖展寬值。因此，L公里光纖由色散引起的脈沖展寬值為：</p><p><b>　　(3.1)</b></p><p>　　其中：為光源譜寬σ為根均方展寬值色散系數(shù)越小越好。光纖的色散系數(shù)越小，就意味著其帶寬系數(shù)越大即傳輸容量越大。例如CCITT建議在波長1.31微米處單模光纖的色散系數(shù)應(yīng)小于3.5ps/k