恒流脈沖波的設計 畢業(yè)設計

1、<p><b>　　摘　要</b></p><p>　　隨著電力電子技術的飛速發(fā)展,各種電子設備對于電源的性能、重量、體積、效率提出了更高的要求,目前開關電源的控制方式多釆用電壓控制型技術。電壓控制型存在響應速度慢等缺點。針對電壓控制型電路的缺點,最近十幾年發(fā)展起來了電流控制型技術,它具有很好的快速響應，因此,對其進行研究設計具有十分重要的意義。</p><p&

2、gt;　　本論文是在研究分析了開關電源的基本原理以及UC3846芯片與TLP250芯片的功能與特性的基礎上，設計了一種基于UC3846的電流型全橋拓撲結構的恒流高頻開關電源。主要進行了輸入整流電容濾波、高頻變壓器的設計、驅動電路和控制電路等主要元器件和電路模塊的選型與參數(shù)設計。論文所設計的開關電源的輸入為市電220V交流，輸出電壓為24V，電流為5A，開關頻率為90khz。</p><p>　　最后基于原理分析與

3、計算，搭建全橋拓撲實驗平臺。實驗結果表明：輸入整流濾波電壓符合理論分析，控制電路的調試也基本符合要求。</p><p>　　關鍵詞: PWM控制 ； 全橋電路 ； 高頻變壓器 ； UC3846</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　With the rapid development o

4、f power electronics technology, various kinds of electronic equipment for the performance of the power, weight, volume and efficiency put forward higher request, the control mode of switch power supply more bright type w

5、ith voltage control technology. Voltage control type shortcomings slow response speed and so on. For voltage control circuit fault type, type the current control technology developed in recent ten years, it has the very

6、good quick response, therefore, </p><p>　　This paper is lie on the research and analysis of the full bridge topology of switch power supply principle , UC3846 and TLP250 chip on the basis of the function and

7、 characteristics. Designed a current mode based on UC3846 full bridge topology structure of high frequency switching power supply with constant current. It contains input rectifier capacitance filter,high-frequency trans

8、former design,drive circuit, control circuit of the main components and circuit module selection and parameter desi</p><p>　　The last it based on the principle analysis and calculation, build full bridge top

9、ology experiment platform. Experimental results show that the input rectifier filter voltage accord with theoretical analysis, the control circuit of the PWM pulse meet the requirements, has the good waveform features, v

10、arious technical indicators can meet the power requirements of experimental platform.</p><p>　　Key words: PWM control; full bridge topology; high frequency transformer; UC3846</p><p><b&g

11、t;　　目 錄</b></p><p><b>　　1 緒論3</b></p><p>　　1.1 課題研究背景3</p><p>　　1.2 開關電源的基本原理3</p><p>　　1.3 開關電源發(fā)展趨勢4</p><p>　　1.4 開關電源的分類5<

12、;/p><p>　　1.5 本文主要做的工作5</p><p>　　1.6 本論文結構6</p><p>　　1.7 本章小結6</p><p>　　2 開關電源的控制模式介紹7</p><p>　　2. 1 PWM電壓控制模式7</p><p>　　2.2 PWM電流控制模式

13、8</p><p>　　2.2.1 電流控制模式簡介8</p><p>　　2.2.2 峰值電流控制模式9</p><p>　　2.2.3 滯環(huán)電流控制模式10</p><p>　　2.3 斜坡補償電路的基本原理和設計10</p><p>　　2.3.1 斜率補償?shù)幕驹?1</p>

14、<p>　　2.3.2 斜坡補償電路的設計13</p><p>　　2.4 本章小結14</p><p>　　3 DC/DC全橋變換電路參數(shù)設計15</p><p>　　3.1 輸入整流與濾波電路15</p><p>　　3.2 全橋電路的設計16</p><p>　　3.2.1 主

15、電路結構的選擇16</p><p>　　3.2.2 MOSFET的選擇17</p><p>　　3.3 高頻變壓器的設計17</p><p>　　3.3.1 高頻變壓器的設計要求17</p><p>　　3.3.2 高頻變壓器的設計方法18</p><p>　　3.3.2.1 高頻變壓器的設計方法簡

16、介18</p><p>　　3.4 輸出與整流濾波21</p><p>　　3.4.1 輸出整流電路21</p><p>　　3. 4.2 輸出濾波電路21</p><p>　　3.5 本章小結22</p><p>　　4 控制電路設計23</p><p>　　4.1 U

17、C3846芯片簡介23</p><p>　　4.1.1 引腳說明24</p><p>　　4.2 軟啟動保護電路設計25</p><p>　　4.3 UC3846振蕩頻率與死區(qū)時間25</p><p>　　4.4 電流與電壓反饋電路的設計26</p><p>　　4.4.1 采用電流互感器檢測的電流

18、反饋電路26</p><p>　　4.4.2 電壓反饋電路設計27</p><p>　　4.5 TLP250驅動電路設計28</p><p>　　4.6 斜率補償電路的設計29</p><p>　　4.7 本章小結30</p><p>　　5 全橋拓撲仿真與實驗分析31</p>&l

19、t;p>　　5.1 調試31</p><p>　　5.2 本章小結34</p><p><b>　　結 論34</b></p><p><b>　　致 謝36</b></p><p><b>　　附錄38</b></p><p>

20、<b>　　1 緒論</b></p><p>　　1.1 課題研究背景</p><p>　　電源是各種電子設備的組成部分，其性能好壞直接關系到電子設備的技術指標及能否安全可靠地持續(xù)性工作。目前常用的是直流穩(wěn)壓電源和開關電源兩大類。由于開關電源本身能耗較低，電源效率比普通線性穩(wěn)壓電源高很多，因此被大量用于電子計算機、通訊、家電等各個行業(yè)。由于開關電源的廣泛應用，有必

21、要對其原理進行掌握、對其發(fā)展趨勢有所了解。開關電源(Switch Mode Power Supply，即SMPS)被譽為高效節(jié)能型電源，它是穩(wěn)壓電源的發(fā)展方向，現(xiàn)已成穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。半個世紀以來，開關電源主要經(jīng)歷了四個發(fā)展階段。早期的開關電源全部由分離元件構成，不僅開關頻率低和效率低，而且電路復雜，不易調試。在20世紀70年代研制出的脈寬調制器集成電路，對開關電源中的控制電路實現(xiàn)了集成化，有效減小體積。20世紀80年代問世的單片開關

22、穩(wěn)壓器。隨著各種類型單片開關電源集成電路的問世，AC/DC電源變換器的集成化變?yōu)楝F(xiàn)實。</p><p>　　隨著全球對能源問題的重視，電子產(chǎn)品的耗能問題將越發(fā)引人關注，如何降低其待機功耗，提高供電效率成為一個研究熱點。傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源雖然電路結構簡單、工作可靠，但它存在著效率低、體積大、銅鐵消耗量大，工作溫度高及調整范圍小等缺點。為了提高效率，人們研制出了開關式穩(wěn)壓電源，效率很高，穩(wěn)壓范圍寬，而且還具有穩(wěn)壓精度

23、高、不使用電源變壓器等特性，是一種很理想的穩(wěn)壓電源產(chǎn)品。所以，開關式穩(wěn)壓電源已廣泛應用于各種電子設備中，開關電源就是用通過電路控制開關管進行高速的導通與截止，將直流電轉化為高頻率的交流電提供給變壓器進行變壓，從而產(chǎn)生所需要的一組或多組電壓的技術，而大多數(shù)開關電源都是基于電壓控制模式，但由于其響應慢等缺點，本文根據(jù)電壓控制模式的缺點設計了一種基于電流控制模式的開關電源。</p><p>　　1.2 開關電源的基本

24、原理</p><p>　　開關電源就是通過控制開關管對電路進行高速的導通與截止，將直流電變流為高頻率的交流電，再讓高頻變壓器進行變壓，從而產(chǎn)生所需要的一組或多組電壓。它利用電容、電感的儲能的特性，通過可控開關進行高頻開關的動作，將輸入的電能儲存在電容（感）里，當開關斷開時，儲層的電能再供給給負載。其輸出的功率或電壓的大小與占空比有關 。</p><p>　　高頻開關電源由以下幾個部分組成：

25、</p><p><b>　　1 、主電路</b></p><p>　　從交流電網(wǎng)輸入、直流輸出的全過程 ，包 括 ：</p><p>　　（1）輸入濾波：其作用是將電網(wǎng)存在的諧波濾除，同時也阻礙本機產(chǎn)生的諧波污染公用電網(wǎng)。</p><p>　?。?）輸入整流與濾波：將電網(wǎng)交流電源直接不控整流變?yōu)橹绷麟?，以供進一步變換。

26、</p><p>　　（3）逆變：將整流后的直流電轉化為高頻交流電，使得濾波器和高頻變壓器體積大大減小。</p><p>　?。?）輸出整流與濾波：提供穩(wěn)定可靠的直流電。</p><p><b>　　2 、控制電路</b></p><p>　　從輸出端取樣（電壓或者電流），經(jīng)與給定值進行比較，然后去控制逆變器來改變控制頻

27、率或脈寬，達到使輸出穩(wěn)定，同時設置保護電路，使控制電路對整機進行各種保護措施。</p><p><b>　　3 、檢測電路</b></p><p>　　除了提供保護電路中正在運行中各種參數(shù)外，還提供各種顯示儀表資料。</p><p><b>　　4 、輔助電源</b></p><p>　　提供所有單

28、一電路的相互隔離的供電電源。</p><p>　　1.3 開關電源發(fā)展趨勢</p><p>　　開關電的效率比線性電源高很多。這樣就節(jié)省了能源，因此它受到人們的青睞。但它也有缺點，就是電路復雜，維修困難，對電路的污染嚴重。電源噪聲大，不適合用于某些低噪聲電路。開關電源的發(fā)展趨勢可以概括為以下四個方面:</p><p>　　1、小型化、薄型化、輕量化、高頻化。開關電

29、源的體積、重量主要是由儲能元件（磁性元件和電容）決定的，因此開關電源的小型化實質上就是盡可能減小其中儲能元件的體積。因此高頻化是開關電源的主要發(fā)展方向。</p><p>　　2、高可靠性。開關電源比連續(xù)工作電源使用的元器件多數(shù)十倍，因此降低了可靠性。所以，要從設計方面著眼，盡可能使用較少的器件，提高集成度，采用模塊化技術可滿足分布式電源系統(tǒng)的需要，提高系統(tǒng)的可靠性。同時如今的開關電源還具有自我故障預測的HMM技術

30、來檢測電源故障，提高電源供電可靠性。</p><p>　　3、低噪聲。開關電源的缺點之一是噪聲大，單純地追求高頻化，噪聲也會隨之增大。采用部分諧振轉換回路技術，在原理上既可以提高頻率又可以降低噪聲，所以，盡可能降低噪聲影響是開關電源的又一發(fā)展方向。</p><p>　　4、采用計算機輔助設計和控制。采用 CAA 和 CDD 技術設計最新變換拓撲和最佳參數(shù)，使開關電源具有最簡結構和最佳工況。

31、在電路中引入微機檢測和控制，可構成多功能監(jiān)控系統(tǒng)，可以實時檢測、記錄并自動報警等。</p><p>　　5、低輸出電壓技術。隨著半導體制造技術的不斷發(fā)展，微處理器和便攜式電子設備的工作越來越低，這就要求未來的 DC-DC 變換器能夠提供低輸出電壓以適應微處理器和便攜式電子設備的供電要求。</p><p>　　開關電源的發(fā)展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發(fā)展休戚相關，高頻化的實現(xiàn)，需要相

32、應的高速半導體器件和性能優(yōu)良的高頻電磁元件。發(fā)展電力M O S F E T 、I G B T 等新型高速器件，開發(fā)高頻用的低損磁性材料，改進磁元件的結構及設計方法，提高濾波電容的介電常數(shù)及降低其等效串聯(lián)電阻等方面的工作，對于開關電源小型化始終產(chǎn)生著巨大的推動作用。總之，人們在開關電源技術領域里，邊開發(fā)低損耗回路技術。</p><p>　　1.4 開關電源的分類</p><p>　　1、按

33、驅動方式劃分：</p><p>　　(1)他激式幵關電源。其電源內部備有專門獨立的振蕩電路，與振蕩器同步的控制信號驅動開關管。單端正激式開關電源電路就是其中一例，它使用專用的脈沖寬度控制器PWM芯片或分立電路。</p><p>　　(2)自激式開關電源。其借助于變換器自身的正反饋控制信號，實現(xiàn)開關自動周期性開關。開關管起著振蕩期間和功率開關的作用。如單管振鈴扼流圈變換器，即稱RCC變換

34、器、雙管單變壓器羅耶爾電路。</p><p>　　2、按控制方式劃分：</p><p>　　(1)脈沖寬度調制開關電源(PWM)。這種控制電路的特點是,電路的工作頻率不變,通過改變脈沖寬度(占空比)實現(xiàn)對輸出電壓和輸出電流的調節(jié)和控制。目前大部分的開關電源都是采用這種控制方式對電路進行控制。</p><p>　　(2)脈沖頻率調制開關電源(PFM)。該電路的脈沖

35、寬度(占空比)保持不變,通過改變電路的工作頻率實現(xiàn)穩(wěn)定輸出電壓和電流的目的,自激式開關電源</p><p>　　(3)混合型調制開關電源(PSM)。這種電路通過調節(jié)脈沖寬度和頻率實現(xiàn)對輸出電壓和電流進行調節(jié),采用這種控制電路進行設計的主要缺點是:需要同時考慮脈寬和頻率的變化,電路設計比較復雜。</p><p>　　3、按輸入輸出是否隔離劃分：</p><p>　　(

36、1)隔離式開關變換器。他是高頻變壓器將變換器的一次側與二次側隔離。主要結構有單端正激式變換器、單端反激式變換器、推挽變換器、半橋式變換器、全橋式變換器</p><p>　　(2)非隔離式開關變換器。他在電氣上輸入與輸出不隔離的，輸入與輸出共用一個公共端。主要有BUCK變換器、BOOST變換器、GUK變換器、ZETA變換器、SEPIC變換器等。</p><p>　　1.5 本文主要做的

37、工作</p><p>　　本文所作的工作主要分為以下四個方面</p><p>　　1、分析電流控制型PWM全橋拓撲電路的工作原理。</p><p>　　2、對主電路結構進行設計,研究主電路中各元件的選擇主要包括:輸入輸出整流濾波電路、開關管選擇、高頻變壓器設計等等。</p><p>　　3、研究UC3846控制芯片的功能,對控制電路進行設

38、計</p><p>　　4、進行理論分析和實驗平臺的搭建。</p><p>　　1.6 本論文結構</p><p>　　論文的主要結構如下：</p><p>　　1、介紹了課題的研究背景和開關電源的原理與發(fā)展方向。</p><p>　　2、對電壓控制模式和電流控制模式的優(yōu)缺點進行對比。</p><

39、;p>　　3、介紹了主電路和高頻變壓器的參數(shù)進行設計。</p><p>　　4、對控制電路進行具體的分析和設計。</p><p>　　5、實驗結果,主要介紹了對實驗結果的分析,主要有輸入整流濾波和控制電路輸出的波形。</p><p><b>　　1.7 本章小結</b></p><p>　　本章主要介紹了課題的研

40、究背景,并介紹了開關電源的基本原理和開關電源的分類以及發(fā)展方向,接著介紹了本文的主要工作和主體結構。</p><p>　　2 開關電源的控制模式介紹</p><p>　　2. 1 PWM電壓控制模式</p><p>　　對于開關電源來說,開關頻率通常為一設定的恒定值,通過控制電路來調節(jié)主電路脈沖寬度來改變占空比,實現(xiàn)穩(wěn)定輸出電壓或電流的目的?？刂撇蓸有盘栔饕休?/p>

41、出電壓、輸入電壓、開關管峰值電流、輸出電流以及輸出電感電流等等。由這些信號可以組成單環(huán)或多環(huán)控制系統(tǒng)。這種閉環(huán)反饋控制模式稱為脈沖寬度調制(PWM) 。下面主要介紹常用的兩種PWM控制模式,電壓控制型和電流控制型,并詳細分析了這兩種電路的基本工作原理,各自的優(yōu)缺點等等。</p><p>　　電壓模式控制是最早應用于開關電源中的一種模式。圖 2.1所示為 PWM 電壓模式的原理圖。電源輸出電壓Uo 與參考電壓Uer

42、f經(jīng)誤差放大器A 比較放大后, 又經(jīng)PWM比較器N 比較, 由鎖存器輸出占空比隨誤差電壓信號Ue 變化的一系列脈沖, 再驅動控制用的開關晶體管VT, 使輸出電壓Uo 穩(wěn)定。</p><p>　　圖2.1 PWM電壓控制模式</p><p>　　電壓模式控制的主要優(yōu)點有:</p><p>　　1、單環(huán)控制，設計簡單；</p><p>　　2、較

43、大的斜升坡幅度將提供良好噪聲裕度；</p><p>　　3、低輸出阻抗有利于多輸出。</p><p><b>　　同時具有以下缺點：</b></p><p>　　1、響應慢；2、補償復雜</p><p>　　從反饋特點來看，在反饋回路中，只有輸出電壓信號被采樣，并將其轉化為 PWM 信號控制輸出電壓，因此該反饋模式被稱為

44、電壓模式。</p><p>　　2.2 PWM電流控制模式</p><p>　　2.2.1 電流控制模式簡介</p><p>　　以電流信號作為采樣控制信號的控制電路稱為電流模式控制PWM電流控制模式。圖2.2是電流控制模式：</p><p>　　圖2.2 電流控制模式</p><p>　　由圖2.2可見, 它是一

45、個雙環(huán)控制系統(tǒng), 既保留了電壓型控制器的輸出電壓反饋控制部分, 又增加了一個反饋環(huán)節(jié), 它的電路工作原理是: Uo 與Uer f經(jīng)A 比較放大后, 得到Ue, 由恒頻時鐘脈沖置位鎖存器輸出脈沖驅動VT 管導通, 電源電路中因輸出電感的作用使脈沖電流逐漸增大, 當電流在采樣電阻Rs 上的電流信號電壓Us 幅度達到Ue 電平時, 脈寬比較器的狀態(tài)反轉, 鎖存器復位, 驅動撤除, 功率管關斷, 電路逐個地檢測和調節(jié)電流脈沖, 控制電源輸出。&

46、lt;/p><p>　　電流控制模式的主要優(yōu)點有：</p><p>　　1、具有良好的線性調整率和快速的輸入輸出動態(tài)響應。</p><p>　　2、消除了輸出濾波電感帶來的極點和系統(tǒng)的二階特性,使系統(tǒng)不存在有條件的環(huán)路穩(wěn)定性問題, 具有最佳的大信號特性。</p><p>　　3、固有的逐個脈沖電流限制, 簡化了過載保護和短路保護, 在推挽電路和全

47、橋電路中具有自動磁通平衡功能。多電源單元并聯(lián)易于實現(xiàn)自動均流。</p><p><b>　　同時缺點如下：</b></p><p>　　1、需要雙環(huán)控制, 增加了電路設計和分析的難度。</p><p>　　2、因電流上升率不夠大, 在沒有斜坡補償時, 當占空比大于50%時, 控制環(huán)變得不穩(wěn)定, 抗干擾性能差。</p><p&

48、gt;　　3、因控制信號來自輸出電流, 功率級電路的諧振會給控制環(huán)帶來噪聲。</p><p>　　2.2.2 峰值電流控制模式</p><p>　　針對電壓控制模式的缺點,人們設計出了峰值電流控制模式,隨著控制芯片技術的成熟,峰值電流模式得到越來越廣泛的應用。峰值電流模式是一種采用固定時鐘開啟、逐個峰值電流檢測關斷的方法。</p><p>　　輸出電壓采樣信號與參

49、考電壓在誤差放大器中進行比較產(chǎn)生誤差放大信號Vea，然后誤差信號Vea再與電感電流采樣信號在PWM 比較器中進行比較產(chǎn)生控制信號，由于電感電流直接反應了電路狀態(tài)的變化，且不需要經(jīng)過誤差放大器，直接輸入到系統(tǒng)的比較環(huán)，因此，峰值電流控制模式與電壓控制模式相比，具有更快的響應速度，但是在占空比D>50%時，需要進行斜坡補償。</p><p>　　目前補償方式有兩種：1、將補償信號疊加在電流采樣信號上；2、將補償

50、信號從誤差電壓信號Vea中減去。</p><p>　　峰值電流模式控制的優(yōu)點有:</p><p>　　1、暫態(tài)閉環(huán)響應比較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化瞬態(tài)響應也比較快。</p><p><b>　　2、控制環(huán)易于設計</b></p><p>　　3、具有簡單自動的磁平衡功能</p><p>

51、;　　4、具有瞬時峰值電流限流功能</p><p>　　峰值電流模式的缺點有：</p><p>　　1、在占空比大于50%的時候開環(huán)工作不穩(wěn)定,難以校正平均電流和峰值電流的對應關系,需要加入斜坡補償電路。</p><p>　　2、由于存在兩個反饋環(huán)路,電路調試復雜。</p><p>　　3、容易產(chǎn)生次諧波振蕩。</p><

52、p>　　圖2.3 峰值電流模式原理</p><p>　　2.2.3 滯環(huán)電流控制模式</p><p>　　圖2.4 滯環(huán)電流控制</p><p>　　在這種情況下,當電流誤差達到滯環(huán)的最低值時逆變器將會產(chǎn)生正的輸出電壓。相反,當電流誤差達到滯環(huán)的最大值時逆變器將會產(chǎn)生負的輸出電壓。這種電流控制輸出電壓波形類似于雙極脈寬調制。</p><

53、p>　　滯環(huán)電流模式控制的優(yōu)點是:</p><p>　　(1)穩(wěn)定性好,不容易因噪聲而發(fā)生不穩(wěn)定振蕩，</p><p>　　(2)不需要斜坡補償電路。</p><p>　　滯環(huán)電流模式的缺點是:</p><p>　　(1)變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲，</p><p>　　(2)需要對電感電流進行全周期的檢測

54、和控制。</p><p>　　2.3 斜坡補償電路的基本原理和設計</p><p>　　本文電路采用TI公司的UC3846芯片,該芯片采用的峰值電流控制型技術,因而存在峰值電流控制模式的優(yōu)點和缺點,其中一問題是當占空比大于50%電路開環(huán)工作狀態(tài)缺乏穩(wěn)定性,而且易發(fā)生次諧波振蕩,可以通過加入斜率補償電路來改善。斜坡補償即運用峰值電流控制方式時,通過斜率補償電路將振蕩電路產(chǎn)生的三角波信號的一

55、部分加到控制電路信號上,來改善控制電路的控制性能,從而讓電路處于穩(wěn)定工作狀態(tài)。</p><p>　　2.3.1 斜率補償?shù)幕驹?lt;/p><p>　　在不考慮外部電壓環(huán)的情況下，當恒頻電流型變換器的占空比D>50%時，就存在內部電流環(huán)不穩(wěn)定的問題。圖2.5是峰值電流控制的電感電流在擾動下的波形圖，0為擾動信號，Vea為電壓放大器輸出電流設定值，m1，m2分別為電感電流上升沿和下降

56、沿斜率。</p><p><b>　　占空比小于50%</b></p><p>　?。╞）占空比大于50%</p><p>　　圖2.5 峰值電流控制的電感電流在擾動下的波形</p><p>　　由圖可知,經(jīng)過一個周期,由擾動電流0引起的誤差為:</p><p>　　(2-1) &

57、lt;/p><p>　　經(jīng)過n個周期擾動電流引起的誤差為</p><p>　　(2-2) 由公式2-2可知當電路占空比小于50%時,m2<m1電路的擾動電流引起的誤差減小,是衰減振蕩,系統(tǒng)工作是穩(wěn)定的。當電路占空比大于50%時,m2>m1擾動電流引起的誤差變大,電感電流信號振蕩發(fā)散,系統(tǒng)工作不穩(wěn)定,這時需要加入一定的斜坡補償電路使開關電源穩(wěn)定工作。如圖2.6所示,在加入斜坡補

58、償電路之后,即使電路占空比小于或接近50%,也能改善電路的性能。</p><p>　　圖2.6 占空比大于50%時斜率補償</p><p>　　加入補償后,經(jīng)過一個周期,擾動電流引起的誤差為:</p><p>　　(2-3)經(jīng)過n個周期擾動電流引起的誤差為</p><p>　　(2-4) <

59、;/p><p>　　系統(tǒng)實現(xiàn)穩(wěn)定的條件是</p><p><b>　　(2-5)</b></p><p>　　對于占空比為100%的情況,m1= 0,代入到上式中得到m>-0.5m2,圖2. 7為-m=m2,時,電感電流波形。可以看出經(jīng)過一個周期后,由擾動電流引起的誤差已經(jīng)被消除。在實際應用中通常選取m為m2的0.7-0.8倍。</p&

60、gt;<p>　　圖2.7 電感電流波形</p><p>　　2.3.2 斜坡補償電路的設計</p><p>　　圖2.8 斜率補償電路</p><p>　　圖2. 8中所示是斜率補償電路,通過采樣電阻Rs將電感電流的信號變成電壓信號來反饋，R1和R2值的比例決定了所加的斜坡補償量的大小,電容C2與R1構成RC濾波電路可以防止電路的誤動作.將斜率補償

61、電路再簡化即可得到如下圖2.9所示電路：</p><p>　　圖2.9 簡化的斜率補償電路</p><p>　　斜率補償電路的設計:</p><p><b>　　電感電流下降的斜率</b></p><p>　　(2-6) </p><p>　　初級繞組的

62、電感電流的下降斜率</p><p>　　(2-7) </p><p><b>　　初級電流反饋電壓</b></p><p>　　(2-8) </p><p><b>　　頻率振蕩電路的斜率</b>&

63、lt;/p><p>　　(2-9) </p><p>　　由疊加原理可知補償后的誤差放大器的輸入電壓 </p><p><b>　　(2-10)</b></p><p><b>　

64、　斜坡的補償值</b></p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　M是補償系數(shù)，取0.8。</p><p><b>　　2.4 本章小結</b></p><p>　　本章主要對電壓控制與電流控制的優(yōu)缺點進行比較進,對峰值電流這種電流控制型方式進行了介紹。接著

65、對峰值電流型控制電路中存在的斜率補償問題進行了分析和研究,并給出了補償電路設計過程。</p><p>　　3 DC/DC全橋變換電路參數(shù)設計</p><p>　　3.1 輸入整流與濾波電路</p><p><b>　　圖3.1 主電路</b></p><p>　　本文所設計的電流控制型全橋主電路拓撲結構如圖3.1所示

66、,其主要包括輸入輸出整流濾波電路、全橋拓撲、高頻變壓器和吸收電路等。接下來將對主電路的各部分的工作原理及關鍵元器件的參數(shù)設計和選取作詳細的介紹。開關電源輸出電壓為24V,最大額定輸出電流5A,電源的效率為80%.</p><p>　　1、整流橋的參數(shù)選擇：</p><p>　　反向重復峰值電壓：輸入電壓為220V時,經(jīng)過整流后的最小直流電壓為（考慮到電源電壓的波動）</p>

67、<p>　　= (3-1)</p><p>　　輸入電流有效值:= (3-2)</p><p>　　整流橋額定的有效值電流： (3-3)</p><p>　　綜上考慮選擇的整流橋為KBPC2510，其主要參數(shù)為：</p><p>　　最大反向電壓經(jīng)常峰值

68、 1000V</p><p>　　電壓最大RMS 700V</p><p>　　阻斷電壓最大DC 1000V</p><p>　　最大正向平均電流 25A</p>&

69、lt;p>　　峰值正向浪涌電流單一正弦半波 300A</p><p>　　2、輸入濾波電容的選擇：</p><p>　　電源的輸入功率： W (3-4)</p><p>　　輸入電壓為220V時,經(jīng)過整流后的最小直流電壓為（考慮到電源電壓的波動）</p><p>　　(

70、3-5) </p><p>　　Vpp為輸入電容上要得到的電壓紋波峰峰值,其大小為輸入電壓峰值的5%-10%，這里取5%,則輸入濾波電容的大小為:</p><p><b>　　(3-6)</b></p><p>　　式中f等于紋波頻率, 0.7為全橋整流電流占空因數(shù)的補償系數(shù)。另外根據(jù)經(jīng)驗也可得知,一般輸出1W的功率對應輸入濾波電容可

71、取1uF?？紤]到電容裕量,本文選用2個470uF/450V的電解電容并聯(lián)使用。</p><p>　　3.2 全橋電路的設計</p><p>　　3.2.1 主電路結構的選擇</p><p>　　全橋拓撲電路（圖3.2）由四個MOSFET組成,它的主要優(yōu)點是高頻變壓器只需要一個初級繞組,通過交流電壓得到正反向磁通,次級輸出采用帶中心抽頭式的輸出,輸出整流電路采用全

72、波整流電路。全橋拓撲電路的效率和功率密度較高。全橋拓撲電路的主要缺點是由于MOSFET管的交替導通,很容易造成上下管的直通炸管現(xiàn)象,因此需要采用一定的電路來避免上下開關管的直通現(xiàn)象。</p><p>　　圖3.2 主電路功率開關及整流輸出濾波電路</p><p>　　3.2.2 MOSFET的選擇</p><p>　　由于采用全橋電路拓撲,主電路開關管在關斷時間內

73、所承受的電壓為主電路直流母線電壓。為此在設計的過程中,為了確保在電網(wǎng)電壓輸入波動時,電源能夠可靠的工作,MOS管的正向耐壓值應該在358V以上(即Vinmax=358V，考慮電網(wǎng)電壓波動范圍是%。所以直流母線上的最大電流為</p><p><b>　　(3-7)</b></p><p>　　由于隨著MOS管的管溫的升高,MOS管承受的最大工作電流將減小,與此同時考慮到

74、裕量,應該選取連續(xù)漏極工作電流在2A以上的MOS管,其漏極-源極的擊穿電壓應大于400V,所以本文選取得是IR公司生產(chǎn)的具有低柵荷的場效應管IRF830,其漏極-源極的擊穿電壓為500V,連續(xù)漏極工作電流在4.5A以上。同時每個MOS管都并聯(lián)了R、C（R=100?，C=1000pf）電路用于吸收電壓尖峰，以免MOS管被擊穿。</p><p>　　3.3 高頻變壓器的設計</p><p>

75、　　3.3.1 高頻變壓器的設計要求</p><p>　　高頻變壓器在開關電源中起著重要的作用,它的主要目的是傳輸功率,實現(xiàn)輸入側與輸出側的電氣隔離"同時,可通過調整初次級的匝數(shù)比來改變輸出電壓,也可增加匝數(shù)不同的次級繞組,以達到獲得多路輸出電壓的目的"對功率變壓器的要求主要有以下幾個方面:</p><p>　　1、漏感要?。汗β书_關管關斷時電壓尖峰的大小與集電極電路

76、配置，電路關斷條件以及變壓器漏感大小等因素有關,因此對變壓器而言,減小漏感是十分重要的。</p><p>　　2、避免瞬態(tài)飽和：對于高頻變壓器而言如果工作磁通密度選擇較大,在通電瞬間就會發(fā)生磁飽和，由于變壓器和功率開關管直接相連并加有較高電壓,高頻變壓器的飽和即使是很短的幾個周期,也會導致功率開關管的損壞,因此有必要合理設計變壓器工作的磁通范圍,避免瞬態(tài)飽和。 </p><p>　　3、

77、考慮溫度影響：開關電源的工作頻率較高,要求磁芯材料在較高工作頻率下的功率損耗盡可能小,隨著工作溫度的升高,飽和磁通密度的降低應盡量特性從結構上看,要保證變壓器的漏磁小,減小繞組的漏感便于繞制,引出線及變壓器安裝要方便，便于散熱。</p><p>　　3.3.2 高頻變壓器的設計方法</p><p>　　3.3.2.1 高頻變壓器的設計方法簡介</p><p>　

78、　最常用的的有兩種高頻變壓器的設計方法，第一種是先求出磁芯窗口面積Aw與磁芯有效面積Ae的乘積AP，根據(jù)AP值，查找出所需磁性材料的編號；第二種方法是先求出幾何參數(shù)，查找出磁芯編號，再進行設計，前者稱為AP法，后者稱為Kg法。</p><p>　　1、本文采用的是AP法。</p><p>　　AP法的公式推導：原邊NP匝、副邊NS匝的變壓器，在原邊以電壓V1開關工作時，根據(jù)法拉第定律：

79、</p><p><b>　　(3-8)</b></p><p>　　式中fs為開關工作頻率；Bw為工作磁通密度；Ae為磁芯有效面積；Kf為波形系數(shù)，方波時為1。整理得： </p><p><b>　　(3-9)</b></p><p>　　磁芯窗口面積Aw,乘上使用系數(shù)K0為有效面積，該面積為原邊

80、繞組Np占據(jù)的窗口面積NpA’p與副邊繞組Ns占據(jù)的窗口面積NsA’s之和，即</p><p><b>　　(3-10)</b></p><p>　　每匝所占用面積與流過該匝的電流有效值I和電流密度j有關，如下式所示</p><p>　　(3-11) </p><

81、p>　　為原邊繞組每匝所占用面積，為副邊每匝繞組所占用面積整理以上有 </p><p>　　AP = (3-12)</p><p>　　Kj為電流密比例系數(shù)；X為常數(shù)，由所用磁芯確定，Pt為視在功率。而電源效率</p><p>　　(3-13) </p><p>　　2、窗口使用系數(shù)K0的確

82、定</p><p>　　窗口使用系數(shù)K0是表征變壓器或電感器窗口面積中銅線實際占有的面積量。它由導線截面積、匝數(shù)、層數(shù)、絕緣漆厚度及線圈紋距等決定。一般典型取值為K0=0.4，因此最終得到AP法選擇磁芯的基本公式是：</p><p><b>　　(3-14)</b></p><p>　　3.3.3.2 高頻變壓器的參數(shù)計算

83、 </p><p>　　選取電路的開關頻率為90khz，選取變壓器的最大工作磁通密度Bw=1000Gs。由此可計算出功率容量乘積Ap為</p><p>　　=0.625 (3-15)</p><p>　　表一 變壓器磁芯參數(shù)</p><p>　　通過表一可以確定選擇厚型EE40磁芯,它的

84、有效中心截面積為Ae=127mm2,窗口面積為Aq=173mm2 。.則EE40磁芯的理論功率容量乘積為:</p><p><b>　　(3-16)</b></p><p>　　可見采用采用厚型EE40磁芯,其功率容量足夠大,完全能夠滿足要求。初級繞組匝數(shù)可以通過下式計算:</p><p><b>　　(3-17)</b>

85、</p><p>　　考慮到輸入電網(wǎng)電壓的波動,與此同時為了有效減小磁化電流,本文在計算的基礎上初級繞組增加2匝,所以調整后的初級的繞組匝數(shù)為81匝。變壓器初級繞組和次級繞組的匝數(shù)比為</p><p><b>　　(3-18)</b></p><p>　　式中Vop為整流濾波輸出電壓的脈沖幅度,它可以由下式計算得出</p><

86、;p><b>　　(3-19)</b></p><p>　　其中Vd為肖特基二極管的導通壓降，選取1V；0.8為整流器輸出占空比。因此初級繞組和次級繞組的匝數(shù)比kt為:</p><p><b>　　(3-20)</b></p><p>　　取整按照9:1來計算初級繞組和次級繞組的匝數(shù)比,并取整得到次級繞組的匝數(shù)為&l

87、t;/p><p><b>　　(3-21)</b></p><p>　　繞線線徑的計算過程如下:</p><p>　　變壓器的繞組在通過高頻電流時會產(chǎn)生趨膚效應,趨膚效應會使導體的有效電阻增加。頻率越高,趨膚效應越顯著。所以為了避免趨膚效應對高頻變壓器的影響,在計算漆包線線徑時要把穿透深度考慮在內,通過計算可以得出在90khz,的開關頻率下,導線的

88、穿透深度的表達式如下：</p><p><b>　　(3-22)</b></p><p>　　式中,w角頻率,,為電阻率,在20度下?/m對于銅,因此穿透深度為:</p><p><b>　　(3-23)</b></p><p>　　因此漆包線應選取線徑小于2+0.06=0. 52mm，其中0.06

89、mm是漆包線絕緣層的厚度,通過計算選取漆包線的直徑為0.52mm 。因此該漆包線的截面積為</p><p>　　S= (3-24)</p><p><b>　　初級繞組電流Ip:</b></p><p><b>　　(3-25)</b></p><p>　　初級繞組

90、的導線截面積（其中j為電流密度，取j=3）</p><p><b>　　(3-26)</b></p><p>　　則初級繞組所需并繞漆包線數(shù)為</p><p><b>　　(3-27)</b></p><p>　　次級繞組所需截面積:</p><p><b>　　(

91、3-28)</b></p><p>　　則次級繞組所需并繞漆包線數(shù)為</p><p>　?。ㄈ≌?） (3-29)</p><p>　　通過理論計算和實際經(jīng)驗,初級繞組選擇1根漆包線絞合,次級繞組選擇6根漆包線絞合繞制。</p><p>　　3.4 輸出與整流濾波</p><

92、p>　　3.4.1 輸出整流電路</p><p>　　開關電源的輸出整流電路主要分為以下幾種:橋式整流、全波整流、倍流整流、同步整流等。其中同步整流效率較高,成本也髙,主要用于低電壓,大電流的開關電源電路中。本文主要采用全波整流電路,電路的結構簡單,整流效果好。整流二極管的選取如下:</p><p>　　由于變壓器的次級采用中心抽頭輸出,整流管所承受的最高斷態(tài)電壓為:</p&

93、gt;<p><b>　　(3-30)</b></p><p>　　考慮到漏感電壓尖峰的影響,并留有一定的余量,選擇耐壓在100V以上的整流管。由于本文的整流電路是全波整流電路,因此流過整流管的平均電流為:</p><p><b>　　(3-31)</b></p><p>　　式中,Il是輸出濾波電感電流的平

94、均值,在穩(wěn)態(tài)條件下,電感電流的平均值等于負載電流,因此整流管的電流平均值也等于負載電流的一半,所以整流管的平均電流為:</p><p><b>　　(3-32)</b></p><p>　　考慮余量,選擇額定電流在5A以上的整流管,綜合以上考慮,整流管選用兩個肖特基二極管MUR3020,其反向擊穿電壓為200V額定工作電流30A。</p><p&g

95、t;　　3. 4.2 輸出濾波電路</p><p>　　輸出濾波電路是用于濾除次級整流輸出電路中的脈動直流電中的交流部分,從而得到比較平滑的直流電,輸出濾波電感中的電流頻率是開關頻率的兩倍。通過輸出電壓、開關頻率和輸出電流等可以計算出輸出濾波電感的大小,同時要選定電感電流的最大波值,為了限定紋波電流的大小,要求電感電流的峰峰值小于額定電流的50%,本文選取紋波系數(shù)為額定電流的20%。濾波電感的大小為</p

96、><p><b>　　(3-33)</b></p><p>　　式中,L為輸出濾波電感值,Uinmax為電源直流母線電壓最大值,為電感電流最大紋波值,fs為電源的開關頻率,kt=9為變壓器初次級匝數(shù)比。根據(jù)計算值和實際經(jīng)驗設計輸出濾波電感的值為200uH。</p><p>　　輸出濾波電容的設計：</p><p>　　本文設

97、計輸出電壓紋波的最大值為10mv通過下式可以確定輸出濾波電容的大小</p><p><b>　　(3-34)</b></p><p>　　uf (3-35)</p><p>　　在實際選擇濾波電容時,由于開關電源輸出功率較大,為保證輸出濾波效果,濾波電容的容量應較大,通常采用多個高頻電解電容并聯(lián),可以降低等效串聯(lián)電感

98、和電阻。故選用4只50V/100uf的電解電容并聯(lián)。</p><p><b>　　3.5 本章小結</b></p><p>　　本章主要分析了全橋拓撲結構的特點,按照24V/5A的輸出參數(shù),對高頻變壓器進行了具體的設計,并給出了計算步驟和繞制方法。完成了輸入和輸出整流濾波電路的分析和參設計。</p><p><b>　　4 控制電

99、路設計</b></p><p>　　本文所設計的全橋拓撲的控制電路主要包括控制器、軟啟動電路、電流反饋電路、斜坡補償電路等?？刂齐娐肥情_關電源的核心部分。下面將對控制電路各部分功能電路進行具體的設計和介紹。</p><p>　　4.1 UC3846芯片簡介</p><p>　　UC3846電流PWM控制器特點：</p><p>

100、　　(1)自動前饋補償。</p><p>　　(2)可編程控制的逐個脈沖限流功能。</p><p>　　(3)推挽輸出結構下自動對稱校正。</p><p>　　(4)負載響應特性好。</p><p>　　(5)可并連運行，適用于模塊系統(tǒng)。</p><p>　　(6)內置差動電流檢測放大器，共模輸入范圍寬。</p&

101、gt;<p>　　(7)雙脈沖抑制功能。</p><p>　　(8)大電流圖騰柱式輸出，輸出峰值電流500mA。</p><p>　　(9)精密帶隙基準電源，精度士1%。</p><p>　　(10)內置欠電壓鎖定電路。</p><p>　　(11)內置軟啟動電路。</p><p>　　(12).具有外部

102、關斷功能。</p><p>　　(13)工作頻率高達500KHz</p><p>　　其內部結構如圖4.1</p><p>　　圖4.1 UC3846內部結構圖</p><p>　　4.1.1 引腳說明</p><p>　　UC3846采用16引腳（DIL - 16、SOIC-16）和20引腳（PLCC - 20、

103、LCC - 20）兩種封裝形式。下面以DIL - 16封裝為例進行介紹，其引腳排列如圖1—40所示。</p><p>　　UC3846有16個引腳各引腳的功能如下（圖4.2）:</p><p>　　圖4.2 UC3846引腳</p><p>　　·C/S SS（引腳1）：限流信號/軟啟動輸入端。該端可接給定信號。</p><p>

104、　　·VREF (引腳2)：基準電源輸出端。該端輸出一溫度特性極佳的基準電壓。</p><p>　　·C/S-(引腳3)：電流檢測比較器反相輸入端。該端接電流檢測信號。</p><p>　　·C/S+(引腳4)：電流檢測比較器正相輸入端。該端接給定信號。</p><p>　　·E/A+(引腳5)：誤差放大器同相輸入端。在閉環(huán)或

105、開環(huán)系統(tǒng)中，該端都接給定信號。</p><p>　　·E/A-(引腳6)：誤差放大器反相輸入端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，該端接輸出反饋信號。根據(jù)需要，可在該端與引腳7之間接入不同功能的反饋網(wǎng)絡，構成比例，積分，比例積分等類型的閉環(huán)調節(jié)器。在開環(huán)系統(tǒng)中，該端直接與7腳相連，構成跟隨器。</p><p>　　·COMP(引腳7)：誤差放大器輸出端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，根據(jù)需要，可在該端與引

106、腳6之間接入不同功能的反饋網(wǎng)絡，構成比例，積分，比例積分等類型的閉環(huán)調節(jié)器。在開環(huán)系統(tǒng)中該端可直接與引腳6相連，構成跟隨器。腳8振蕩器的外接電容端。</p><p>　　·CT(引腳8)：振蕩定時電容接入端。</p><p>　　·CR(引腳9)：振蕩定時電阻接入端。</p><p>　　·Sync（引腳10）：同步信號輸入端。在該端輸

107、入一方波信號可實現(xiàn)控制器的外同步。該端亦可作為同步脈沖信號輸出端，向外電路輸出同步脈沖信號。</p><p>　　·A OUT（引腳11）：輸出端A。引腳11和引腳14是兩路互補輸出端。</p><p>　　·GND（引腳12）：信號地。</p><p>　　·Vc（引腳13）：輸出級偏置電壓輸入端。</p><p&

108、gt;　　·B OUT（引腳14）：輸出端B。引腳14和引腳11是兩路互不輸出端。</p><p>　　·VIN（引腳15）：偏置電源輸入端。</p><p>　　·Shutdown(引腳16)：外部關斷信號輸入端。</p><p>　　4.2 軟啟動保護電路設計</p><p>　　由于本文設計的開關電源的輸

109、出濾波電容較大,如果不采用軟啟動電路,剛開機時的輸出電壓會突然建立從而形成很大的充電電流,疊加在負載電流上,它不僅會使MOS管由于過流燒毀,而且易引發(fā)過流保護電路發(fā)生誤動作。為此開關電源控制電路必須具PWM輸出脈沖電壓的軟啟動功能。由UC3846構成的電流型控制電路如圖4.3所示,R1、 R2和電容C1,構成了一幵機軟啟動電路。當引腳1上的電壓低于0.5V時,UC3846的兩個輸出端將沒有輸出,通過對電容C1的充電可以很簡單的實現(xiàn)電路軟

110、啟動功能。電容C1取值的大小決定的啟動時間的長短,根據(jù)經(jīng)驗,C1的大小選擇左右大小1uf的電解電容。</p><p>　　圖4.3 UC3846的控制電路</p><p>　　4.3 UC3846振蕩頻率與死區(qū)時間</p><p>　　UC3846的工作頻率由下式?jīng)Q定： </p><p>　?。≧為k?, C為uF）

111、 (4-1)</p><p>　　式中,Rt的取值范圍在1-500k?之間，Ct的選擇應于100pF。 </p><p>　　由于設計的開關頻率為90khz。本文的定時電容Ct選擇為1000pF,通過上式可以推導出定時電阻12.2k?。全橋拓撲電路通過上下對管交替導通進行工作,當電路占空比達到或接近50%時,有可能發(fā)生上下管直通炸管的現(xiàn)象,因此需

112、要設置一定的死區(qū)時間防止上下管直通。8腳上的電壓波形為據(jù)齒波,其下降時間對應著死區(qū)時間,死區(qū)時間可通過下式計算得出:</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　C3的取值為1000pF ,對于較大的定時電阻R4,死區(qū)時間為:</p><p><b>　?。?-3）</b></p>&

113、lt;p>　　4.4 電流與電壓反饋電路的設計</p><p>　　4.4.1 采用電流互感器檢測的電流反饋電路</p><p>　　在全橋電路中,常常采用電流互感器來檢測電流,利用電流互感器既可以提高開關電源效率,還可以達到電氣隔離的目的,是比較理想的選擇。因此本文采用電流互感器檢測初級電流。如圖4.4所示。</p><p>　　圖4.4 電流反饋電路

114、</p><p>　　電流互感器的初級和次級繞組匝數(shù)比為1: 12。電流互感器次級輸出采用全橋整流電路,Rs為電流采樣電阻,Rs的計算過程如下：</p><p>　　電流互感器的次級采樣電流為：</p><p>　?。?-4）Vref為芯片內部電壓基準,其值為5V,R1和R2 是分壓電阻,均是lk?,根據(jù)電感電流能達到的最大峰值電流Imax以及變壓器變比kt和互感器

115、匝數(shù)比ks可得到電流互感器次級采樣電流是：</p><p>　?。?-5） 其中=6A 為電流紋波系數(shù)取0.2</p><p><b>　　（4-6）</b></p><p>　　4.4.2 電壓反饋電路設計</p><p>　　直接通過分壓電阻對輸出電壓進行采樣，將采

116、樣電壓信號接入UC3846N的誤差放大器反向輸入端引腳6。當采樣電壓小于2.5V時，誤差放大器正向和反向輸出電壓，經(jīng)放大器放大后，調節(jié)輸出電壓，使得UC3846N的輸出信號占空比變大，輸出電壓上升，達到穩(wěn)壓的目的。</p><p>　　圖4.5 電壓反饋電路</p><p>　　4.5 TLP250驅動電路設計</p><p>　　驅動電路連接控制電路和主電路,

117、是電源的重要組成部分,在主電路為高壓供電的電路中,為了保證人身的安全和控制電路的良好運行,往往采用具有電氣隔離功能的驅動電路。隔離的方法有兩種:變壓器隔離和光電耦合器隔離,采用變壓器隔離的好處是不需要獨立電源,延時較小,主要缺點是輸出寬脈沖時,變壓器容易飽和。光電隔離驅動電路,其優(yōu)點是輸出波形較好,缺點是需要獨立的輔助電源供電。本文采用TLP250驅動電路。</p><p><b>　　TLP250簡介