電子與信息工程畢業(yè)論文音頻功率放大器的設(shè)計

1、<p>　　本 科 畢 業(yè) 設(shè) 計</p><p>　　音頻功率放大器的設(shè)計</p><p>　　所在學(xué)院 </p><p>　　專業(yè)班級 電子與信息工程 </p><p>　　學(xué)生姓名 學(xué)號 </p

2、><p>　　指導(dǎo)教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年 月 </p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　一直以來，電信技術(shù)都主宰著整個電器業(yè)的發(fā)展，伴隨電子技術(shù)不斷的發(fā)展與進步，功率放大器在設(shè)計與功能方面也

3、一直在不斷的創(chuàng)新。功率放大器也廣泛應(yīng)用在在數(shù)碼產(chǎn)品、家電當中，與我們?nèi)粘Ｉ铌P(guān)系密切。音頻功率放大器作為音響等許多電子設(shè)備的放大電路，它主要的作用是把前級的音頻信號進行功率放大來推動負載工作，以便能得到良好的聲音效果。在功率放大器中，放大電路的效率是一個值得關(guān)注的參數(shù)。甲類（A類）功率放大器的效率最低，甲乙（AB類）類功率放大器的理想效率可達到78%，但實際電路不可能超過50%，效率還是不夠高，因此，D類功率放大器就應(yīng)運而生。</

4、p><p>　　與傳統(tǒng)音頻功率放大器（A類、B類、AB類）相比，基于開關(guān)模式的D類音頻功率放大器有高效率、低失真、低功耗、小尺寸等優(yōu)勢，在這個節(jié)約能源的世界里，D類音頻功率放大器的市場肯定會越來越大，以其優(yōu)勢將會在便攜式和大功率音頻領(lǐng)域中具有廣闊的發(fā)展前景。</p><p>　　基于設(shè)計要求，本文介紹了一種D類音頻功率放大器的設(shè)計?；贒類音頻功率放大器的原理與結(jié)構(gòu)特點，分別進行了鋸齒波產(chǎn)生電

5、路、PWM調(diào)制電路、信號放大電路和低通濾波電路等的設(shè)計。在此基礎(chǔ)上，設(shè)計出了符合設(shè)計要求的直流穩(wěn)壓電源。并有效地把各部分進行結(jié)合，最后繪制了總原理圖。</p><p>　　關(guān)鍵詞：D類音頻功率放大器；三角波；PWM比較器；直流穩(wěn)壓電源</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　All along, the dev

6、elopment of the entire electrical appliance industry is dominated by telecom technology ,along with the development and progress of electronic technology, the design and the function of power amplifiers has also been in

7、constant innovation. PA is widely used in digital products, household appliances, it has very close relationships to our daily lives. Audio power amplifier is used in many electronic devices amplifier circuit such as aud

8、io amplifier, its main role is to amplify </p><p>　　Compraed With traditional audio power amplifier (class A, class B, class AB), the audio power amplifier of class D based on the switch mode has the merits

9、of high efficiency, low distortion, low power consumption, small size etc, In the world of energy conservation, the market of D audio power amplifier must be larger and larger, with its advantages will be in the field of

10、 portable audio and high-power and has broad prospects for development.</p><p>　　According to the requirements of the design, the thesis introced the design of a type of class D audio power amplifier. Accord

11、ing to the working principle and the structural characteristics of D class audio power amplifier, the thesis design sawtooth wave generating circuit, PWM modulation circuit, signal amplifier circuit and low pass filter c

12、ircuit. On this basis, the direct current and stabilivolt power source which accords with the requirements of the thesis is designed. Finally the circuit </p><p>　　Keywords: Class D audio power amplifier; Tr

13、iangle wave; PWM comparator; DC Power Source</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　第1章 緒論1</b></p><p>　　1.1各類功率放大器的簡介1</p><p>　　1.2 D類功率放大器2</p&g

14、t;<p>　　第2章 D類音頻功率放大器的原理3</p><p>　　2.1 鋸齒波發(fā)生電路3</p><p>　　2.2脈寬調(diào)制電路3</p><p>　　2.3脈沖功率放大電路4</p><p>　　2.4低通濾波電路5</p><p>　　第3章 D類音頻功率放大器的設(shè)計6</p

15、><p>　　3.1 脈沖功率放大電路的設(shè)計6</p><p>　　3.2 輸出濾波電路8</p><p>　　3.3 PWM調(diào)制電路9</p><p>　　3.4 音頻前置放大電路17</p><p>　　3.5 直流穩(wěn)壓電源設(shè)計17</p><p>　　3.6 總原理圖20<

16、/p><p><b>　　結(jié)論22</b></p><p><b>　　致謝23</b></p><p><b>　　參考文獻24</b></p><p><b>　　第1章 緒論</b></p><p>　　1.1各類功率放大器

17、的簡介</p><p>　　音頻功率放大器設(shè)計與制作的技術(shù)已經(jīng)相當成熟，很多年來，人們一直為它的發(fā)展而不懈的努力，現(xiàn)在無論從線路技術(shù)方面還是原器件方面，甚至從思想和認識上都取得了重大進步。隨著半導(dǎo)體和微電子制造技術(shù)的持續(xù)發(fā)展，高速、大功率器件已越來越多，各種電子產(chǎn)品正在朝微薄化、便攜式快速發(fā)展，人們對音頻功率放大器的要求更是越來越高。既要高效、節(jié)能，又要小型化。移動音頻設(shè)備因為受到電池容量、散熱、體積等的限制，所

18、以就必須要使音頻功率放大器更加高效、更加節(jié)能、發(fā)熱少、體積小，還要便于集成。在所有功率較大的放大器中，效率都是一個極為關(guān)鍵的參數(shù)。A類功率放大器的效率最低， AB類功率放大器的理想效率可達到78%，但實際電路不可能超過50%，效率依然不夠高，因此，需要對使用的放大器提高效率。提高效率即是要減少功率器件自身的功率損耗。器件的功率損耗為P=UI。如果加電壓U時把電流I減至最小，或者通電流I時將電壓U降至最低，則P就可以降低。在這種使用需求越

19、來越高的情況下D類功率放大器就應(yīng)運而生。</p><p>　　1.1.1 A類功放</p><p>　　A類功率放大器的輸出級中兩組晶體管一直處在導(dǎo)電的狀態(tài)，即不管有沒有訊號輸入它們都會保持通電，并且能讓這兩個電流等同于交流電峰值，此時交流電會在信號最大情況下流入負載[5]。當沒有信號時，兩個晶體管會流通等量的電流，所以會使輸出中心點上無不平衡的電流或電壓，因此就沒有電流輸入揚聲器。當信

20、號趨向正極，上方的輸出晶體管會流入較多電流，下方的輸出晶體管會流入相對較少的電流。由于開始時的電流不是平衡狀態(tài)，于是流入揚聲器后會促使揚聲器發(fā)聲。A類功放的工作方式能達到最佳的線性狀態(tài)，每個輸出晶體管都會完全放大訊號全波，完全不會失真，即便是不使用負反饋，它的失真仍然會非常低，因此A類功放被稱為音頻最為理想的放大線路設(shè)計方式。但這種設(shè)計也有不足之處，A類功放最大的缺點就是效率低，原因是無訊號時仍有滿電流流入，此時電能會轉(zhuǎn)為高熱量。當信號

21、增加時，有一部分功率會進入負載，但仍會有許多轉(zhuǎn)變?yōu)闊崃俊?lt;/p><p>　　A類功放最適合用于播放音樂，因為它能提供非常柔美的音質(zhì)，不僅音色飽滿而且高音透徹，這些優(yōu)點可以彌補它的缺點。A類功率功放發(fā)熱量很大，為了能有效處理散熱的問題，必須在使用時采用大型散熱器。由于它的效率低，供電器一定要能提供足夠的電流。一部50W的A類功放供電器的供電量至少夠200瓦AB類功放使用。所以A類功放的體積和重量均比AB類大，這使

22、得A類功放制造成本加大，售價高昂。一般來說，A類功放的售價是功率相等的AB類功放的兩倍。</p><p>　　1.1.2 B類功放</p><p>　　B類功放的工作方式是當沒有信號輸入時，輸出晶體管不導(dǎo)電，不消耗功率。當有信號時，每對輸出管各自放大一半的波形，一開一關(guān)輪流工作完成一個完整波的放大，在兩個晶體管輪換工作時會發(fā)生交越失真，形成非線性。由于B類功放在信號很低時失真非常嚴重，會

23、使使聲音變得很粗糙，所以很少單獨使用B類功放。B類功放的平均效率約為75%，產(chǎn)生的熱量比A類功放低，允許使用較小的散熱器。</p><p>　　1.1.3 AB類功放</p><p>　　與前兩類功放相比，AB類功在性能上得以綜合。通常情況AB類功放有兩個偏壓，在沒有信號時也有少量電流通過晶體管。在訊號小時使用A類工作模式，以便得到最佳線性狀態(tài)。當信號提高到某一水平時便會跳轉(zhuǎn)成B類工作模

24、式以便獲得較高效率。AB類功放在大部分時間是在A類功放模式下工作，只有出現(xiàn)音頻瞬間增強時才會轉(zhuǎn)為B類。此設(shè)計可以在得到較好的音質(zhì)時提高效率并減少發(fā)熱，是一種很理想的設(shè)計。</p><p>　　1.1.4 C類功放</p><p>　　此類功放較少使用，因為它是一種失真很高的功放，只適合在通訊方面使用。</p><p>　　1.2 D類功率放大器</p>

25、<p>　　D類功放是指D類音頻功率放大器。通過控制開關(guān)單元ON/OFF來驅(qū)動揚聲器的放大器稱為D類放大器[12]。D類放大器于1958年被首次提出，近些年逐漸流行。與一般的AB類功放電路相比，D類功放具有高效、體積小等特點。</p><p>　　在此之前，人們認為A類功放聲音保真度較高，音質(zhì)也最為清新。所以在音響領(lǐng)域里一直使用A類功放。但是，A類功放的低效率和高損耗是無法克服的。B類功放雖然比A類功

26、放的效率高了不少，但是B類功放的實際效率只有50%左右，在如筆記本電腦音頻系統(tǒng)、汽車音響系統(tǒng)、和超大功率功放等小型便攜式音響設(shè)備中，它的效率仍然偏低，不能令人滿意。所以，效率極高的D類功放開始受到了大家的重視。由于集成電路技術(shù)的飛速發(fā)展，原來很復(fù)雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論是在技術(shù)上還是在價格上都已不是問題。而且數(shù)字音響技術(shù)在近幾年的飛速發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn)數(shù)字音響與D類功放有許多相通之處，進一步體現(xiàn)D類功放有很大的發(fā)展優(yōu)勢。D類功放是一種處于開關(guān)

27、狀態(tài)放大模式的原件。當沒有信號輸入時處于關(guān)閉狀態(tài)，不耗電。工作時，輸入信號使晶體管達到飽和，此時晶體管相當于一個連通的開關(guān)，把電源和負載相連通。理想的晶體管是沒有飽和壓降的，所以不耗電。但在實際情況中晶體管都會消耗很少的一部分電能。但是這種消耗只與晶體管的特性有關(guān)，與輸出信號的大小無關(guān)，所以非常有利于大功率的功率放大器使用。在理想的情況下，D類功放的效率達到100%，B類功放的效率為78.5%，A類功</p><p&

28、gt;　　實際上D類功放早期被用于繼電器和電機等的開關(guān)控制電路中。因為D類功放只有開關(guān)功能，然而，隨著數(shù)字音頻技術(shù)研究的深入，開關(guān)功能逐漸被廣泛應(yīng)用于Hi-Fi音頻放大。20世紀60年代，人們開始研究D類功放在音頻放大方面的應(yīng)用，在70年代Bose公司就能夠生產(chǎn)出D類汽車功放。一方面狹小的空間使其不能放入大散熱板結(jié)構(gòu)的功放，另一方面汽車使用的蓄電池供電需要很高的效率，這兩點限制使其不得不使用類似D類功放這樣高效的放大器。這其中最為關(guān)鍵的

29、一步就是對音頻信號的調(diào)制。</p><p>　　作為一種新型的高效率放大器，目前已有多種型號的專用D類功率放大集成電路推出。如TDA7480、TDA7481、TDA7482、MAX9714、MAX9712（配耳機用）等。此類電路將脈寬調(diào)制電路（PWM）和功率放大電路集成在一起，只需外接低通濾波電路即可。此類電路具有輸出功率大，電路簡單等，特別適合于大屏幕彩電的輸出、車載立體聲系統(tǒng)、多媒體電腦功放、音響系統(tǒng)中的重低

30、音輸出等。</p><p>　　采用集成D類功率放大器外，也可以采用全分立器件組合而成，電路由鋸齒波發(fā)生器、脈寬調(diào)制電路，脈沖功率放大電路、低通濾波電路四部分組成。</p><p>　　第2章 D類音頻功率放大器的原理</p><p>　　在大功率放大器中，放大電路的效率是最值得關(guān)注的參數(shù)之一。甲類（A類）功放的效率最低，甲乙（AB類）類功放的理想效率可達78%，但

31、是實際電路不會超過50%，效率依然不夠高，因此，D類功放應(yīng)運而生。</p><p>　　如圖2.1所示，基本的D類功放是由鋸齒波發(fā)聲器，脈寬調(diào)制器，脈沖功率放大器以及低通濾波器構(gòu)成。D類功率放大器就是把音頻信號轉(zhuǎn)為脈寬變化的形式，由脈沖放大器放大輸出，再通過低通濾波電路還原為音頻信號。</p><p>　　圖2.1 D類音頻功率放大器組成框圖</p><p>　　2

32、.1 鋸齒波發(fā)生電路</p><p>　　鋸齒波和正弦波、方波、三角波是常用的基本測試信號。</p><p>　　圖2.2 鋸齒波產(chǎn)生電路</p><p>　　設(shè)t=0時接通電源，有2點電壓等于Dz處負電壓，則Dz處負電壓經(jīng)過R4向C1充電，使輸出電壓按線性規(guī)律增長。當2點電壓上升到門限電壓VT+使3點電壓等于4點電壓等于0時，比較器輸出2電電壓由負跳向正，同時門限

33、電壓下調(diào)到VT-值。以后2電電壓等于DZ處正電壓經(jīng)過R4和D1、R5兩條支路向C1反相充電，由于時間常數(shù)減小，V0迅速小降到負值。當V0下降到門限電壓VT-使3電電壓等于4點電壓等于0時，比較器輸出2點電壓又由正值下跳到負值。如此周而復(fù)始，產(chǎn)生振蕩。由于電容C1的正向與反向充電時間常數(shù)不相等，輸出波形V0為鋸齒波電壓，2點電壓為矩形波電壓。</p><p><b>　　2.2脈寬調(diào)制電路</b&g

34、t;</p><p>　　一般來說，器件的功率損耗為P=UI。提高效率就是減少功率器件自身的功率損耗。若要讓P降低，可以在加電壓U時把電流I減至最小，或是通電流I時把電壓U降到最低。</p><p>　　正如脈沖放大器在開關(guān)狀態(tài)工作時，電路本身的損耗只是三極管或者場效應(yīng)管導(dǎo)通時飽和壓降引起損耗和元件開關(guān)的損耗，組件的適當選擇，總損失可能變得更小，因此，該電路的效率更高。</p>

35、<p>　　這類放大電路的實際是是在非線性狀態(tài)下工作。為實現(xiàn)線性信號傳輸，采用PWM技術(shù)，即音頻信號的幅度大小體現(xiàn)在脈沖信號的寬度中。脈沖寬度小就是音頻信號幅度?。幻}沖寬度大就表示音頻信號幅度低。對正弦信號的負載進行調(diào)制，稱為SPWM調(diào)制。調(diào)制以后的脈沖寬度體現(xiàn)正弦規(guī)律變化，如圖2.1所示。</p><p>　　圖2.1 SPWM波形圖</p><p>　　這類電路的損耗主要

36、是開關(guān)器件的開關(guān)損耗。每一個開關(guān)管在每一個周期中都要開關(guān)動作一次，損耗量的大小受器件性能制約。在器件性能確定后，為了進一步減少損耗，可以采用SSPWM型調(diào)制方式。所謂SSPWM調(diào)制，是指對正弦信號進行單邊調(diào)制，其理想的工作波形圖如圖2.2所示。在正弦信號的一個周期內(nèi)，只有一半的開關(guān)元件處于開關(guān)工作狀態(tài)，理論上可以使原功率電路的開關(guān)損耗減小一半。</p><p>　　圖2.2 SSPWM波形圖</p>

37、<p>　　2.3脈沖功率放大電路</p><p>　　脈沖功率放大電路一般采用橋式結(jié)構(gòu)。圖2.3所示的是H橋式功率輸出電路，電路的上下左右均對稱，看似英文字母H，其柵極激勵方式可以簡單化，在20V以內(nèi)較低的電源電壓下，只要將單邊的兩個場效應(yīng)管柵極連接在一起，共用一個激勵信號就可以實現(xiàn)上下兩個場效應(yīng)管的開通與截止的交換。這種激勵方式歸屬于單邊激勵方式。</p><p>　　雖然

38、這種直接連接的單邊激勵方式簡單，但也存在著無法留出死區(qū)時間的弊端，不能用于高速脈沖電路或PWM調(diào)制電路，只能用于比較穩(wěn)定的開關(guān)方式處理，所以需要進一步設(shè)計。</p><p>　　圖 2.3 H橋電路基本模型</p><p><b>　　2.4低通濾波電路</b></p><p>　　在輸出電路中，還需要連接低通濾波電路，以濾除高頻脈沖信號，保

39、留原來的音頻信號輸出，防止開關(guān)脈沖影響聲音質(zhì)量。低通濾波電路的階數(shù)越高，濾波效果越好，一般都采用二階以上的濾電路。目前，只有在開關(guān)頻率特別高的小功率D類功率放大器中，省略了后續(xù)的濾波電路。如圖2.4所示為四階巴特沃斯濾波電路。</p><p>　　圖 2.4 四階巴特沃斯濾波電路</p><p>　　第3章 D類音頻功率放大器的設(shè)計</p><p>　　3.1 脈沖

40、功率放大電路的設(shè)計</p><p>　　這里的脈沖功率放大電路采用四只場效應(yīng)管為核心，組成對稱橋式輸出電路，如圖3.1和3.2所示。這一結(jié)構(gòu)的電路優(yōu)點是能夠充分利用電源電壓值，其輸出電壓信號的峰值幾乎等于電源電壓值。這一輸出方式稱為平衡輸出。場效應(yīng)管又有輸出大電流的能力，有利于提高輸出功率。</p><p>　　圖3.2所示的是全橋式功率輸出電路（電路左右對稱而上下不對稱），需要4個獨立的

41、柵極激勵脈沖，在PWM調(diào)制中，可以將四個柵極激勵信號分為兩組，兩個對角管共用一組激勵信號。柵極的激勵電壓是相對于源極而施加的，所以上半部場效應(yīng)管柵極的激勵電位必定要高于電源正極電位，這就要求給上管柵極激勵電路設(shè)置一組獨立的工作電源。同時，需要對上管柵極的激勵信號采取隔離傳送。隔離傳送方式一般采用光電耦合器耦合或者采用脈沖變壓器耦合方式。若采用光電耦合器耦合脈沖信號，存在電流激勵能力不足、工作速度不夠快等問題，需要強加電流放大，激勵電路結(jié)

42、構(gòu)顯得復(fù)雜；若采用脈沖變壓器進行獨立耦合，工作速度和激勵電流比較容易處理，但會丟失頻率較低的調(diào)制信號成份，有些場合不適用。</p><p>　　圖3.1全橋電路基本模型 圖 3.2 H橋電路基本模型</p><p>　　圖3.2所示的是H橋式功率輸出電路（電路的上下左右均對稱），由P溝道和N溝道場效應(yīng)管互補組成。其柵極激勵方式可以簡單化，在較低的電源電壓下（20

43、V以下），只要將單邊的兩個場效應(yīng)管柵極連接在一起，共用一個激勵信號就可以實現(xiàn)上下兩個場效應(yīng)管的開通與截止的交換。這種激勵方式歸屬于單邊激勵方式。</p><p>　　單邊激勵有三種方式：單管激勵方式，如圖3.3所示；共射互補方式，如圖3.4所示；共集互補方式，如圖3.5所示。單管激勵時，因為只能輸出電流或輸入電流，脈沖的上升沿與下降沿的斜率不能同時兼顧，總會有一個邊沿的變化速率不夠快。互補方式的激勵電路同時具有電

44、流輸出與輸入的能力，使得脈沖的上升沿與下降沿的變化速率都能達到較快的要求。</p><p>　　這種直接連接的單邊激勵方式雖然簡單，但他存在著無法留出死區(qū)時間的弊端，不能用于高速脈沖電路或PWM調(diào)制電路，只能用于比較穩(wěn)定的開關(guān)方式處理，如電動機的簡單正轉(zhuǎn)或反轉(zhuǎn)控制。</p><p>　　除單邊激勵方式外，還有對角激勵方式，就是橋式功率電路的對角二個功率管進行同時激勵。對于全橋式功率輸出電路

45、，需采用4個獨立的柵極激勵脈沖。如圖3.7所示。兩個對角功率管柵極的激勵脈沖完全同相。激勵電路采用互補共射結(jié)構(gòu)，是為了加快脈沖上升沿和下降沿的變化速度。Va、V1b、V2b三個激勵電路的工件電壓，三者相互獨立。VDD是功率電路的供電電壓。</p><p>　　圖 3.6 全橋功率電路獨立激勵方式</p><p>　　對于H橋功率電路來說，分為對角聯(lián)合激勵，以及對角獨立激勵。如圖3.7所示的

46、是Ｈ橋功率電路對角聯(lián)合激勵；圖3.8所示的是H橋功率電路獨立激勵方式。</p><p>　　圖 3.7 Ｈ橋功率電路對角聯(lián)合激勵</p><p>　　D類功率放大器的輸出以H橋驅(qū)動為宜，這樣在有限的工作電源電壓下，可以獲得最大的輸出功率。所以最終選用H橋功率電路激勵方式。如圖3.8所示。</p><p>　　圖 3.8 H橋功率電路獨立激勵</p>&

47、lt;p>　　3.2 輸出濾波電路</p><p>　　在輸出濾波電路的設(shè)計中，結(jié)合本設(shè)計的實際情況，提出兩種方案。一種是采用LC低通濾波電路；另一種為采用四階巴特沃斯濾波電路。</p><p>　　3.2.1 LC低通濾波器</p><p>　?。╝） （b）</p><p&

48、gt;　　圖 3.9 LC低通濾波電路</p><p>　　該濾波器起碼有二個諧振頻率：C1、LS、RS組成的并聯(lián)諧振頻f1，總體的一個串聯(lián)諧振頻率f2。要使f2存在，必須使C1、LS、RS組成的電路阻抗特性呈現(xiàn)容性。一般將圖（a）等效成圖（b）結(jié)構(gòu)進行計算。</p><p>　　3.2.2 四階巴特沃斯濾波器</p><p>　　圖3.10 四階巴特沃斯濾波電路

49、</p><p><b>　　其中</b></p><p><b>　　，，，</b></p><p>　　根據(jù)設(shè)計要求，對于截止頻率為10kHz設(shè)計。負載阻抗設(shè)為8Ω，L1=L4=45μH，L2=L3=34μH，C1=C4=3.1μF，C2=C3=0.8μF。其中L1與L4在φ27黃白色鐵粉芯磁環(huán)上繞19匝，實測34μH

50、；L2與L3在同樣的鐵粉芯磁環(huán)上繞16匝，實測23μH。</p><p>　　本設(shè)計采用巴特沃斯濾波電路，因為低通濾波電路的階數(shù)越高，濾波效果越好，一般都采用二階以上的濾電路。為了更好的得到輸出結(jié)果，確定使用四階巴特沃斯濾波電路。</p><p>　　3.3 PWM調(diào)制電路</p><p>　　把音頻信號對一個具有良好線性的高頻三角波進行調(diào)制，就形成了一個PWM波

51、形。D類功放一般都采用異步調(diào)制方式，就是在調(diào)制信號周期發(fā)生變化時，高頻載波信號周期仍然保持不變。這種調(diào)制方式的優(yōu)點是當音頻信號頻率比較低時，PWM波的載波數(shù)量成數(shù)量級的增加，這對一支高頻諧波減少失真非常有利，而且載波的變頻帶遠離音頻信號頻率，所以就不存在基波與載波邊頻帶之間互相干擾的問題。PWM波經(jīng)過倒相后驅(qū)動H橋式逆變器，脈沖方波使兩個對角位的功率管輪流且等間隔的導(dǎo)通與截止。最后在H橋的輸出電壓是等幅但是不等寬的正負對稱脈沖列，脈沖幅

52、值等于電源電壓。為了得到不失真的音頻信號，要在H橋的輸出端之間加入低通濾波器以濾除高頻成分，在負載兩端就能得到功率被放大的音頻信號。</p><p>　　D類功放的主要調(diào)制方式就是PWM調(diào)制技術(shù)。將模擬音頻信號轉(zhuǎn)化成PWM波輸出。在PWM調(diào)制電路設(shè)計中，對三角波發(fā)生電路進行了設(shè)計。同時對SPWM調(diào)制電路與SSPWM調(diào)制電路進行了方案比較。最后采用SSPWM調(diào)制電路進行設(shè)計。</p><p>

53、;　　3.3.1 三角波發(fā)生電路</p><p>　　三角波產(chǎn)生電路由二個運算放大器構(gòu)建而成，如圖3.11所示。為了適合單電源工作，用電阻R1、R2和C1給運算放大器輸入端設(shè)置了中間值電位。</p><p>　　圖3.11 方波、三角波發(fā)生電路</p><p>　　IC1A輸出三角波，三角波信號輸出的幅度受R4、R5控制，即R4、R5決定三角波的二個峰值電位高低。I

54、C1B輸出方波，其幅值不能由運算放大器自身精確控制，特別是最高電位會受電源電壓影響，因此加入穩(wěn)壓二極管D2，以恒定方波的最高電位。考慮工作電壓的高低和二極管本身的溫度穩(wěn)定性，選用7.2V穩(wěn)壓管（6.2管更穩(wěn)定，但穩(wěn)壓值不夠高）。考慮運算放大器工作條件，由D1、R1、R2、C1組成的電路設(shè)置基準電壓U1，為運算放大器提供中間值的參考電位，這里設(shè)為5.0V。R6、C2間屬于恒流充、放電方式。</p><p>　　三角

55、波的電壓幅度決定了被除數(shù)調(diào)制音頻信號的最大幅度，是一個重要的設(shè)計參數(shù)。這一電路的元件參數(shù)確定方法是：(1)根據(jù)穩(wěn)壓管供電電流的需要，確定R3參數(shù)；(2)根據(jù)三角波輸出幅值的需要確定R4、R5參數(shù)；(3)根據(jù)三角波頻率確定R6、C5參數(shù)。</p><p>　　三角波的峰值計算如下：</p><p>　　運算放大器NE5532的第5腳、第2腳和第3腳電位被控制在5.0V。當IC1B輸出高電位時

56、，通過R6向電容C2充電，IC1A輸出端電位下降，形成三角波的下降段。直到最低值U-，此時必定有</p><p><b>　　(3-1)</b></p><p><b>　　即</b></p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　若取R4=R5=10k，

57、IC1A輸出端最低電位U-為2.8V。此電位值在運算放大器輸出最低電位1.3V以上，屬于運算放大器的線性范圍之內(nèi)。</p><p>　　此后情況發(fā)生逆轉(zhuǎn)，IC1B輸出低電位，通過R6向電容C2反充電，IC1A輸出端電位上升，形成三角波的上升段。直到最高值U+，此時必定有（設(shè)運算放大器輸出低電位為0V）</p><p><b>　　(3-3)</b></p>

58、<p><b>　　即</b></p><p><b>　　(3-4)</b></p><p>　　若取R3=2k，IC1A輸出端最低電位U+為8.1V。此電位值在運算放大器輸出最高電位以下，也屬于運算放大器的線性范圍之內(nèi)。</p><p>　　三角波的峰-峰值為8.1V-2.8V=5.3V。實際測量IC1B

59、輸出三角波的動態(tài)范圍為2.0V~8.0V。</p><p>　　三角波電壓的一般計算式：</p><p>　　三角波的頻率計算如下：</p><p>　　向右的充電電流為（UD-U1）/R6，電容的充電電壓值為（U+-U-）。根據(jù)關(guān)系式Q=UC可以導(dǎo)出充電時間為</p><p><b>　　(3-5)</b></p

60、><p><b>　　即</b></p><p>　　向左的充電電流約為U1/（ R3+ R6），反充電時間為1。</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　三角波周期為。若要使三角波頻率達到50kHz，取R3=2kΩ，C2=1000P，則R6=5.2kΩ。實際R6取為5.1

61、kΩ，實測頻率為39kHz。頻率遠比理論值低，并非元件誤差引起，而是運算放大器NE5532電壓翻轉(zhuǎn)的滯后效應(yīng)造成振蕩周期變大。每半周期滯后2μs。三角波的頂角呈現(xiàn)弧形是方波輸出中的電壓變化率不夠快所至。</p><p>　　3.3.2 SPWM調(diào)制電路</p><p>　　SPWM調(diào)制電路用一個電壓比較器就可以實現(xiàn)，如圖3.12所示。當電壓比較器同相端輸入三角波電壓信號，反相端正弦電壓信號

62、，電壓比較器的輸出就是脈沖寬度隨正弦信號電壓幅度變化而改變的脈沖調(diào)制信號。若反相端輸入三角波電壓信號，同相端正弦電壓信號也一樣可以SPWM調(diào)制。調(diào)制的線性指標取決于三角波的線性度。</p><p>　　圖3.12 SPWM調(diào)制電路及波形圖</p><p>　　3.3.3 SSPWM調(diào)制電路</p><p>　　SSPWM指調(diào)制信號正負半周分別進行獨立的正弦脈沖調(diào)制。

63、調(diào)制時，必須有二個脈寬調(diào)制器分時工作，調(diào)制信號可以共用一路分別輸入兩個電壓比較器的同相端和反相端，三角波信號分作二路分別輸入兩個比較器的另兩個同相端和反相端，其中一路的三角波平均電壓在基準電壓以上，另一路的三角波平均電壓在基準電壓以下。最終輸出兩組單極性寬度可變的脈沖信號。SSPWM調(diào)制有正極性調(diào)制和負極性調(diào)制。</p><p>　　正極性調(diào)制：正極性調(diào)制方案是指調(diào)制信號(正弦波)的電壓增大時，高電平寬度也隨之增

64、大。按高電平寬度計算占空比約定，這一種調(diào)制稱為正極性調(diào)制方案。理想情況下調(diào)制特點如圖3.13曲線所示。是將輸入至比較器同相端的三角波平均電位置于基準電位以下，而將輸入至比較器反相端的三角波平均電位置于基準電位以上。三角波電平低于調(diào)制信號電平時，輸出低電平，而三角波電平高于調(diào)制信號電平時，輸出高電平。</p><p>　　圖3.13 正極性SSPWM電路及波形圖</p><p>　　上述方案

65、要求三角波的峰點電位與基準電位相等，但實際上三角波的峰點電位與基準電位完全一致幾乎是不可能的。當各路基準電壓設(shè)置不一致時，會出現(xiàn)二種情況：相重疊，相分離。</p><p>　　以二路三角波互為反相輸入電壓比較器時，如圖3.14虛線圈中所示。圖3.14a情況下會在調(diào)制信號過零點同時輸出兩路同極性的脈沖。圖3.14b情況下會在調(diào)制信號過零點附近均無脈沖輸出，此時刻在負載上送不出信號電壓，表現(xiàn)為交越失真，重放音樂時聽不

66、到弱信號的聲音。</p><p>　　圖3.14調(diào)制電位對交越失真的影響</p><p>　　若三角波信號分二路互為同相分別輸入兩個比較器，一路的三角波電壓在基準電壓以上，另一路的三角波電壓在基準電壓以下。當各路基準電壓設(shè)置不一致時，分別對應(yīng)相重疊、相分離二種情況，如下圖3.15虛線圈中所示。圖3.15a情況下會在調(diào)制信號過零點輸出兩路同極性脈沖，不影響聲音效果；圖3.15b情況下會在調(diào)制

67、信號過零點附近無脈沖輸出，些時刻在負載上送不出電壓，還是表現(xiàn)為交越失真，重放音樂時聽不到弱信號的聲音。</p><p>　　圖3.15 調(diào)制電位對交越失真的影響</p><p>　　負極性調(diào)制：另一種設(shè)計方案是將輸入至比較器反相端的三角波平均電位置于基準電位以下，而將輸入至比較器同相端的三角波平均電位置于基準電位以上。造成調(diào)制信號(正弦波)的電壓增大時，低電平寬度也隨之增大。按高電平寬度計

68、算占空比約定，這一種調(diào)制稱為負極性調(diào)制方案。理想情況下調(diào)制特點如圖3.16曲線所示。三角波電平低于調(diào)制信號電平時，輸出高電平，而三角波電平高于調(diào)制信號電平時，輸出低電平。</p><p>　　圖3.16 負極性SSPWM電路及波形圖</p><p>　　這種設(shè)計方案同樣可以輸出調(diào)制信號，只是極性相反而已。但各路基準電壓設(shè)置不一致時，結(jié)果就不一樣了。反相位調(diào)制情況下，當三角波峰值電位與基準電

69、位相重疊時會在調(diào)制信號過零點同時輸出低電平（有負脈沖輸出），如圖3.17a所示，體現(xiàn)為無交越失真；當三角波峰值電位與基準電位相分離時，會在調(diào)制信號過零點附近同時輸出高電平（無負脈沖輸出），如圖3.17b所示，體現(xiàn)為有交越失真。</p><p>　　圖3.17 調(diào)制電位對交越失真影響</p><p>　　同相調(diào)制體現(xiàn)為移相脈沖輸出。當三角波峰值電位與基準電位相重疊時，會在調(diào)制信號過零點同時輸

70、出低電平（有負脈沖輸出），如圖3.18a所示，體現(xiàn)為無交越失真；當三角波峰值電位與基準電位相分離時，會在調(diào)制信號過零點附近同時輸出高電平（無負脈沖輸出），如圖3.18b所示，體現(xiàn)為有交越失真。</p><p>　　a參差脈沖輸出,無交越失真 b有交越失真</p><p>　　圖 3.18 調(diào)制電位對交越失真的影響</p><p>　　

71、總之，當三角波峰值電位與基準電位相重疊時，均體現(xiàn)為無交越失真；當基準電壓相分離時，均體現(xiàn)為交越失真。為了不失真，各路基準電壓設(shè)置時寧可相重疊，不可相分離。為了使激勵電路輸出的激勵脈沖相位參差，應(yīng)該采用同相位調(diào)制方式。</p><p>　　3.3.4 SSPWM方案的實現(xiàn)</p><p>　　為了采用比較簡單的激勵電路，SSPWM波的脈沖功率電路如圖3.19所示結(jié)構(gòu)。電路工作的特點是對角聯(lián)合

72、激勵。</p><p>　　圖3.19 SSPWM波的脈沖功率電路</p><p>　　該功率電路采用對角聯(lián)合激勵的方式，由兩個相位差約180°的低電平脈沖進行激勵。當脈沖處于高電平時，關(guān)閉功率場效應(yīng)管；當脈沖處于低電平時，開通場效應(yīng)功率對管。由此確定PWM調(diào)制就是實現(xiàn)調(diào)制信號幅度增大時，對應(yīng)的脈沖信號低電平寬度增大，即負極性調(diào)制。</p><p>　　3

73、.3.5 實現(xiàn)負極性（低電平脈沖寬度）調(diào)制的電路結(jié)構(gòu)和電瓶關(guān)系</p><p>　　調(diào)制電路電阻參數(shù)的確定：IC1B輸出端的最高電位為6.8V，對應(yīng)IC4A同相端的最高電位為5.0V，需衰減至73.5%。原三角波的峰-峰值為3.4V，衰減后為2.5V。相應(yīng)的IC4A反相端的最低電位為5.0V-2.5V=2.5V。若取R7=3.6k，則 R20的阻值由實際狀態(tài)確定，基本原則是輸入至電壓比較器的正弦波最大電壓的幅值小

74、于三角波的峰峰值（2.5V）。如圖3.21所示</p><p>　　圖3.20 電位設(shè)置電路</p><p>　　將調(diào)制信號（正弦波）疊加在基準電位上，基準電位值就是其他電路設(shè)置的參考電壓值（5V）。兩路三角波采用同相位調(diào)制方式。三角波的峰峰值略大于調(diào)制信號的峰值，保證脈沖信號占空比小于100%。如圖3.21，三角波2從同相端輸入，正弦波從反相端輸入，負責正弦波的正半周的調(diào)制。三角波的平均

75、電位高于正弦波的平均電位（基準電位）。三角波1從反相端輸入，正弦波從同相端輸入，負責正弦波的負半周的調(diào)制。三角波的平均電位低于正弦波的平均電位。在三路信號的平均電位中，固定一個，粗調(diào)一個，連續(xù)調(diào)整一個。在三路信號的幅值中，固定另外兩個三角波信號，粗調(diào)正弦波信號，如表3.1所示。</p><p>　　表3-1 三角波調(diào)整原則表</p><p>　　圖3.21 調(diào)制電位對交越失真的影響<

76、/p><p>　　三角波經(jīng)過分壓后，一路直接送至IC4A的反相輸入端。另一路通過IC3B跟隨后，送至IC4B的同相輸入端。這一路的靜態(tài)電位可以獨立調(diào)整，設(shè)置IC3B的目的也就是為了引入電位調(diào)整功能，將R15和RW2分壓后獲得的電壓輸入IC3B反相輸入端，改變輸出端的電位，且不影響三角波信號的幅值。R13與R14的阻值配合決定了對同相端輸入的信號放大至2倍，為此，將送入IC3B同相端的三角波信號經(jīng)過R10和R12衰減至

77、一半，保證二路輸入電壓比較器的三角波電壓幅值相等。</p><p>　　3.4 音頻前置放大電路</p><p>　　前置放大電路是在功率放大器之前加入的一級放大電路。其目的是是對輸入功率放大器的各種信號源進行加工處理，使其和功率放大器的輸入靈敏度相匹配。對其要保證低噪聲、高信噪比、高轉(zhuǎn)換率、輸出電阻要小及頻帶要寬等要求。</p><p>　　當輸入音頻信號幅度較小

78、時，需要先進行放大。實現(xiàn)這一功能的電路稱為前置放大電路。前置放大器輸出的最大音頻信號峰值不得超過2.5V，否則會出現(xiàn)峰值切割失真。正常情況下，音頻信號的峰值為0.25V。因此，放大器的增益不必過高。以MIC作為聲源輸入，電壓增益可以設(shè)為100倍；以線路輸入為標準，電壓增益可以設(shè)為10倍。如圖3.22所示。</p><p><b>　　電壓的增益：</b></p><p&g

79、t;　　AV=-R1/R2 （3-7）</p><p>　　=100/10=10</p><p>　　圖3.22 音頻前置放大電路</p><p>　　3.5 直流穩(wěn)壓電源設(shè)計</p><p>　　直流穩(wěn)壓電源都使用220伏市電作為電源，經(jīng)過變壓、整流、濾波后輸送給穩(wěn)壓電路進行穩(wěn)壓，

80、最終成為穩(wěn)定的直流電源。這個過程中的變壓、整流、濾波等電路可以看作直流穩(wěn)壓電源的基礎(chǔ)電路，沒有這些電路對市電的前期處理，穩(wěn)壓電路將無法正常工作。</p><p>　　本設(shè)計需要自行設(shè)計一個直流穩(wěn)壓電源。結(jié)合設(shè)計的實際情況與計算設(shè)計出一個18V的直流穩(wěn)壓電源。電源由變壓電路、整流電路、濾波電路、三端固定輸出集成穩(wěn)壓器應(yīng)用電路組成。</p><p><b>　　3.5.1變壓電路&l

81、t;/b></p><p>　　通常直流穩(wěn)壓電源使用電源變壓器來改變輸入到后級電路的電壓。電源變壓器由初級繞線組、次級繞線組和鐵芯組成。初級繞線組用來輸入電源交流電壓，次級繞線組輸出所需要的交流電壓。簡單的說，電源變壓器是一種電→磁→電轉(zhuǎn)換器件。即初級的交流電轉(zhuǎn)化成鐵芯的閉合交變磁場，磁場的磁力線切割次級線圈產(chǎn)生交變電動勢。次級接上負載時，電路閉合，次級電路有交變電流通過。變壓器的電路圖符號見圖3.23。&

82、lt;/p><p>　　圖3.23 變壓器電路圖符號 </p><p>　　3.5.2 整流電路</p><p>　　由于全波整流電路需要特制的變壓器，制作起來比較麻煩，于是出現(xiàn)了一種橋式整流電路。這種整流電路使用普通的變壓器，但是比全波整流多用了兩個整流二極管。由于四個整流二極管連接成電橋形式，所以稱這種整流電路為橋式整流電路。如圖3.24所示。</p>

83、<p>　　圖3.24 橋式整流電路</p><p>　　3.5.3 濾波電路</p><p>　　交流電經(jīng)過整流后得到的是脈動直流，這樣的直流電源由于所含交流紋波很大，不能直接用作電子電路的電源。濾波電路可以大大降低這種交流紋波成份，讓整流后的電壓波形變得比較平滑。</p><p>　　電容濾波電路圖3.25，電容濾波電路是利用電容的充放電原理達到濾波

84、的作用。在脈動直流波形的上升段，電容C1充電，由于充電時間常數(shù)很小，所以充電速度很快；在脈動直流波形的下降段，電容C1放電，由于放電時間常數(shù)很大，所以放電速度很慢。在C1還沒有完全放電時再次開始進行充電。這樣通過電容C1的反復(fù)充放電實現(xiàn)了濾波作用。濾波電容C1兩端的電壓波形。</p><p>　　圖3.25 電容濾波電路</p><p>　　3.5.4 三端固定輸出集成穩(wěn)壓器應(yīng)用電路<

85、;/p><p>　　lm317是可調(diào)節(jié)3端正電壓穩(wěn)壓器，在輸出電壓范圍1.2伏到37伏時能夠提供超過1.5安的電流，此穩(wěn)壓器非常易于使用。 </p><p>　　lm317穩(wěn)壓塊的輸出電壓變化范圍是Vo＝1.25V—37V，所以R2/R1的比值范圍只能是0—28.6。一般情況lm317穩(wěn)壓塊都有一個最小穩(wěn)定工作電流，也稱為最小輸出電流或者最小泄放電流。最小穩(wěn)定工作電流的值一般為1.5mA。lm

86、317穩(wěn)壓塊根據(jù)的生產(chǎn)廠家的不同、型號的不同，其最小穩(wěn)定工作電流也不一樣，但一般情況下都不大于5mA。當lm317穩(wěn)壓塊的輸出電流小于其最小穩(wěn)定工作電流時，lm317穩(wěn)壓塊就不能正常工作。當lm317穩(wěn)壓塊的輸出電流大于其最小穩(wěn)定工作電流時，lm317穩(wěn)壓塊就可以輸出穩(wěn)定的直流電壓。在用lm317穩(wěn)壓塊制作穩(wěn)壓電源時，特別需要注意lm317穩(wěn)壓塊的最小穩(wěn)定工作電流，否則制作出的穩(wěn)壓電源可能會出現(xiàn)穩(wěn)壓電源輸出的有載電壓和空載電壓差別較大的

87、現(xiàn)象。 </p><p>　　在制作中，為了電路能夠穩(wěn)定的工作，還需要接一個二極管作為保護電路，防止電路中的電容放電時的高壓把lm317燒壞。</p><p>　　3.5.5 電源總原理圖</p><p>　　根據(jù)給定條件確定具體的參數(shù)：</p><p>　　(1)穩(wěn)壓部分:根據(jù)所要求的U 和Iomax 值，選擇三端穩(wěn)壓器lm317。lm31

88、7 保持輸出與調(diào)節(jié)端之間的1.25V的標稱參考電壓(Vref)，輸出電壓使用兩個電阻R1和R2來設(shè)置。輸出電壓可由公式計算：</p><p>　　Vout=Vref+(1+R2/R1)+C2R2 (3-8)</p><p>　　接入穩(wěn)壓輸出電壓0.1μF 輸入旁路電容C1可以減小輸入電源阻抗

89、的敏感性。接入25μF 鋁電解輸出電容C4的目的是改進瞬態(tài)響應(yīng)。接入10μF電容C2 可以防止輸出電壓增大時波形被放大。使用二極管D2 用來防止輸入短路時電容C4通過集電極放電，使用二極管D3用來 防止輸出短路時C2 通過集電極放電。</p><p>　　（2）降壓部分：電源變壓器選用原邊功率約為80W、次級電壓約為36V的電源變壓器。</p><p>　?。?）整流濾波部分:整流橋選用3

90、A、100V的整流橋堆，濾波電容選用2200 μF/50V 的電解電容器。</p><p>　　（4）電源開關(guān)選用觸頭負荷為250V，5A 的開關(guān)。</p><p><b>　　總的電路圖如下：</b></p><p>　　圖3.26 直流穩(wěn)壓電源電路圖</p><p>　　3.5.6 對穩(wěn)壓電源的仿真</p>

91、;<p>　　在設(shè)計出滿足要求的直流穩(wěn)壓電源后，需要對設(shè)計結(jié)果進行仿真，看能否達到設(shè)計要求，所以使用了multism軟件進行仿真。Multisim是Interactive Image Technologies (Electronics Workbench)公司推出的以Windows為基礎(chǔ)的仿真工具，適用于板級的模擬/數(shù)字電路板的設(shè)計工作。它包含了電路原理圖的圖形輸入、電路硬件描述語言輸入方式，具有豐富的仿真分析能力。仿真結(jié)

92、果如圖3.27所示。</p><p>　　圖3.27 電源電路仿真結(jié)果圖</p><p>　　經(jīng)過繪圖以后，在multism中使用模擬萬用表進行了仿真測試。從仿真結(jié)果來看，結(jié)果基本達到了18V的預(yù)期目標。</p><p><b>　　3.6 總原理圖</b></p><p>　　系統(tǒng)電路圖如圖3.28所示：</p&

93、gt;<p>　　圖3.28 系統(tǒng)總電路圖</p><p><b>　　結(jié)論</b></p><p>　　我設(shè)計的音頻功率放大器已經(jīng)完成了設(shè)計，其各項參數(shù)指標基本符合設(shè)計要求。這次所做的音頻功率放大器的設(shè)計，我個人認為是基本成功的。首先，基本按要求完成了電路原理圖的設(shè)計，選用了合理的方案有效地的增加了功放電路的優(yōu)點，也解決了幾個不足的地方；其次，電路圖的

94、整體布局能達到合理與美觀。這次通過我自己獨立設(shè)計電路，不緊加深鞏固了模電基礎(chǔ)知識，也學(xué)到了許多課本上沒有的知識。 </p><p>　　設(shè)計中，我在很快的掌握一些放大器工作原理的基礎(chǔ)上，通過查閱資料及實驗，提出了切實可行的設(shè)計方案。根據(jù)D類功放的原理，設(shè)計出了由穩(wěn)壓電源、三角波產(chǎn)生電路、PMW調(diào)制電路、前置放大電路和低通濾波電路組成的音頻功率放大器。最后還對直流穩(wěn)壓電源部分使用multism進行仿真，得

95、出的結(jié)果基本能符合設(shè)計的要求。最后根據(jù)各部分繪出了總的電路原理圖。最后看到自己的設(shè)計成果，感到無比的自豪。</p><p>　　在這次畢業(yè)設(shè)計中，我走也過許多的彎路，但這又使我從中積累了許多經(jīng)驗與教訓(xùn)。正是這些經(jīng)驗與教訓(xùn)使我對D類功放的工作原理有了更深的理解，對音頻功率放大器的設(shè)計有了更深的認識，同時也對模電的基礎(chǔ)知識得到了有效地鞏固與學(xué)習(xí)。除了在專業(yè)知識方面的提高，本次畢業(yè)設(shè)計更使我獨立思考以及解決問題的能力的

96、到很大的鍛煉，全面提高了我的綜合能力。</p><p><b>　　[參考文獻]</b></p><p>　　[1] 樊建成．波功率放大器非線性分析[J]．微波與衛(wèi)星通信，1995（3），43~47．</p><p>　　[2] 廖四起，丁奐吾．低頻功率放大器的設(shè)計[J]．雷達與對抗，1992（1），35~40．</p><

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