電氣工程及其自動(dòng)化畢業(yè)設(shè)計(jì)大功率開關(guān)電源的設(shè)計(jì)

1、<p><b>　　本科畢業(yè)設(shè)計(jì)</b></p><p>　　大功率開關(guān)電源的設(shè)計(jì)</p><p>　　所在學(xué)院 </p><p>　　專業(yè)班級(jí) 電氣工程及其自動(dòng)化 </p><p>　　學(xué)生姓名 學(xué)號(hào)

2、 </p><p>　　指導(dǎo)教師 職稱 </p><p>　　完成日期 年 月 </p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　開關(guān)電源在現(xiàn)實(shí)生活中應(yīng)用非常廣泛，通過(guò)對(duì)本課題的探究，不求能做出像樣的成品，但

3、求對(duì)開關(guān)電源原理有更深入的了解。為了方便設(shè)計(jì)、調(diào)試，將系統(tǒng)分解成四個(gè)部分，分別為功率因數(shù)校正電路，輔助電源電路，驅(qū)動(dòng)電路以及主電路。在嘗試制作實(shí)物之前，對(duì)局部電路利用仿真軟件進(jìn)行了虛擬仿真，仿真省去了實(shí)際制作過(guò)程中的諸多困難，可以幫助理解電路的工作原理，但實(shí)物制作又有別于仿真。</p><p>　　功率因數(shù)校正電路可提高電路的功率因數(shù)，有利于改善電能的質(zhì)量，功率因數(shù)校正電路路采用功率因數(shù)校正芯片UC3854；輔助

4、電源為控制電路提供電能，電路以單片集成開關(guān)電源芯片TOP204YN為核心；驅(qū)動(dòng)電路負(fù)責(zé)控制功率開關(guān)管——場(chǎng)效應(yīng)管的開通與關(guān)斷，設(shè)計(jì)過(guò)程中嘗試了兩種方案：第一種方案是采用PWM發(fā)生芯片加脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)，第二種方案是采用場(chǎng)效應(yīng)管驅(qū)動(dòng)芯片IR2155。調(diào)試過(guò)程中發(fā)現(xiàn)第一種方案中因有脈沖變壓器，其振蕩波形不容易把握，第二種方案中，IR2155可工作在600V的高壓下不需要輔助電源供電，其外圍電路也非常簡(jiǎn)單，但因兩片IR2155信號(hào)難以實(shí)現(xiàn)同步，

5、將造成有效占空比丟失從而導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定根本帶不動(dòng)負(fù)載；由于設(shè)計(jì)要求功率很大，故主電路選擇全橋式變換器電路，構(gòu)成全橋電路的開關(guān)元器件采用IRFP460，其漏-源擊穿電壓為500V，通態(tài)漏極電流為20A，通態(tài)電阻小于等于0.27歐，符合設(shè)計(jì)要求。</p><p>　　關(guān)鍵詞：大功率；驅(qū)動(dòng)；H橋</p><p><b>　　Abstract</b></p>

6、<p>　　The switching power supply is widely used in real life．Through exploring this subject not to make out a perfect product but to understand the principle of switching power supply more in-depth．In order to faci

7、litate and commissioning the design，the system is decomposed into four parts，they are power factor correction circuit，auxiliary power supply circuit，MOSFET drive circuit and the main circuit．Before trying to make out the

8、 powerful switching power supply parts of the circuit are simulated on t</p><p>　　Power factor correction circuit can improve the power factor of circuit and to improve the quality of electric power．UC3854，a

9、 power factor correction chip is used in the power factor correction circuit．TOP204YN，the single integrated switching power supply chip is the core of the auxiliary power supply．The driving circuit is responsible for con

10、trolling the enlightened and shut off of the MOSFET．Two options are chosen：one way is using PWM generator chip plus pulse transformer，the second solution i</p><p>　　Keywords：High power；Drive；H-bridge</p&g

11、t;<p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　前 言1</b></p><p><b>　　第1章 緒論2</b></p><p>　　1.1 開關(guān)電源發(fā)展趨勢(shì)2</p><p>　　1.2 設(shè)計(jì)任務(wù)及主要技術(shù)指標(biāo)3</p>

12、;<p>　　1.3 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)方案3</p><p>　　第2章 功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)4</p><p>　　2.1 功率因數(shù)的定義4</p><p>　　2.2 電流諧波4</p><p>　　2.3 功率因數(shù)校正的意義5</p><p>　　2.4 橋式整流電路5</p>

13、<p>　　2.4.1 橋式整流電路工作原理5</p><p>　　2.4.2 橋式整流電路參數(shù)計(jì)算6</p><p>　　2.5 電磁干擾濾波器的設(shè)計(jì)7</p><p>　　2.6 升壓斬波電路8</p><p>　　2.7 電路設(shè)計(jì)9</p><p>　　2.7.1 UC3854芯片介紹9

14、</p><p>　　2.7.2 功率因數(shù)校正電路原理圖11</p><p>　　2.7.3 參數(shù)計(jì)算11</p><p>　　第3章 輔助電源的設(shè)計(jì)13</p><p>　　3.1 開關(guān)電源的兩種基本控制類型13</p><p>　　3.2 鉗位保護(hù)電路的設(shè)計(jì)14</p><p>　

15、　3.3 反饋電路的基本類型15</p><p>　　3.4 高頻開關(guān)電源的干擾及抑制16</p><p>　　3.5 OrCAD軟件仿真18</p><p>　　3.6 反激式高頻變壓器設(shè)計(jì)20</p><p>　　第4章 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)22</p><p>　　4.1 功率開關(guān)管的選擇22</p

16、><p>　　4.2 場(chǎng)效應(yīng)管的保護(hù)電路22</p><p>　　4.3 場(chǎng)效應(yīng)管的驅(qū)動(dòng)電路25</p><p>　　4.3.1直接驅(qū)動(dòng)式25</p><p>　　4.3.2 耦合驅(qū)動(dòng)方式26</p><p>　　4.3.3 由集成電路構(gòu)成的驅(qū)動(dòng)電路27</p><p>　　4.3.4耦合

17、驅(qū)動(dòng)式和混合式28</p><p>　　第5章 主電路的設(shè)計(jì)29</p><p>　　5.1 主電路結(jié)構(gòu)的選擇29</p><p>　　5.2 H橋工作原理29</p><p>　　5.3 主功率變壓器的設(shè)計(jì)36</p><p>　　5.4 全橋開關(guān)電源仿真波形37</p><p>

18、;　　第6章 硬件電路調(diào)試39</p><p>　　6.1 輔助電源的調(diào)試39</p><p>　　6.2 驅(qū)動(dòng)電路的調(diào)試39</p><p>　　6.2.1 以UC3875為核心的PWM產(chǎn)生電路的調(diào)試39</p><p>　　6.2.2 半橋式MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器IR2155的調(diào)試41</p><p>&

19、lt;b>　　小 結(jié)42</b></p><p>　　致 謝錯(cuò)誤!未定義書簽。</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)43</b></p><p>　　附錄1 OrCAD仿真程序44</p><p>　　附錄2 各部分電路PCB圖45</p><p>　　附錄3 電路

20、裝配圖48</p><p><b>　　前 言</b></p><p>　　開關(guān)電源具有體積小、重量輕、耗能低、使用方便等優(yōu)點(diǎn)，在郵電通信、航空航天、儀</p><p>　　器儀表、工業(yè)設(shè)備、醫(yī)療器械、家用電器等領(lǐng)域應(yīng)用效果顯著。隨著科學(xué)技術(shù)的迅猛發(fā)展，電氣設(shè)備日新月異，尤其是以計(jì)算機(jī)、信息技術(shù)為代表的高新技術(shù)的發(fā)展，開關(guān)電源的設(shè)計(jì)、制造技

21、術(shù)不斷吸收能源、材料及控制技術(shù)等領(lǐng)域的現(xiàn)代成果，使開關(guān)電源不斷地向高效率、小型化、集成化、智能化以及高可靠性等方向發(fā)展。開關(guān)電源從廣義上講，包括交流不間斷供電和直流不間斷供電兩大部分。開關(guān)電源作為各類控制系統(tǒng)的原動(dòng)力，其地位也日益提高。隨著現(xiàn)代大型用電設(shè)備的迅速發(fā)展，特別是微電子技術(shù)的發(fā)展，任何通信設(shè)備都離不開電源，開關(guān)電源裝置的質(zhì)量直接影響著通信的質(zhì)量。</p><p><b>　　第1章 緒論<

22、;/b></p><p>　　1.1 開關(guān)電源發(fā)展趨勢(shì)</p><p>　　在電力電子技術(shù)的應(yīng)用及各種電源系統(tǒng)中，開關(guān)電源技術(shù)處于核心地位。在電動(dòng)汽車和變頻傳動(dòng)中都離不開開關(guān)電源技術(shù)，開關(guān)電源能改變用電頻率，從而達(dá)到近于理想的負(fù)載匹配和驅(qū)動(dòng)控制。高頻開關(guān)電源技術(shù)，更是各種大功率開關(guān)電源（如逆變焊機(jī)、通訊電源、高頻加熱電源、電力操作電源、激光器電源等）的核心技術(shù)。</p>

23、<p><b>　　高頻化</b></p><p>　　電氣產(chǎn)品的變壓器、電感和電容的體積重量與供電頻率的平方根成反比。當(dāng)把頻率從工頻50Hz提高40倍至20kHz，用電設(shè)備的體積重量大體下降至工頻設(shè)計(jì)的5～10%。無(wú)論是逆變式整流焊機(jī)還是通訊電源用的開關(guān)式整流器，都是基于這一原理。隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，功率電子器件工作頻率上限不斷提高，促使許多原來(lái)采用電子管的傳統(tǒng)高頻設(shè)備

24、固態(tài)化，帶來(lái)顯著節(jié)能效益。</p><p><b>　　模塊化</b></p><p>　　模塊化有兩方面的含義，其一指功率器件的模塊化，其二指電源單元的模塊化。開關(guān)器</p><p>　　件和與之反并聯(lián)的續(xù)流二極管，實(shí)質(zhì)上都屬于“標(biāo)準(zhǔn)”功率模塊（SPM）。有些公司把開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路也裝到功率模塊中，構(gòu)成了“智能化”功率模塊（IPM），不

25、但縮小了整機(jī)的體積，更方便了整機(jī)的設(shè)計(jì)制造。由于頻率的不斷提高，致使引線寄生電感、寄生電容的影響愈加嚴(yán)重，對(duì)器件造成更大的電應(yīng)力（表現(xiàn)為過(guò)電壓、過(guò)電流毛刺）。為了提高系統(tǒng)的可靠性，“用戶專用”功率模塊（ASPM）應(yīng)運(yùn)而生，它把一臺(tái)整機(jī)的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個(gè)模塊中，使元器件之間不再有傳統(tǒng)的引線連接，它類似于微電子中的用戶專用集成電路（ASIC）。只要把控制軟件寫入該模塊中的微處理器芯片，再把整個(gè)模塊固定在相應(yīng)的散熱器上，就

26、構(gòu)成一臺(tái)新型的開關(guān)電源裝置。大功率開關(guān)電源由于器件容量的限制和增加冗余提高可靠性方面的考慮，一般采用多個(gè)獨(dú)立的模塊單元并聯(lián)工作，采用均流技術(shù)，這樣不但提高了功率的容量，而且極大地提高了系統(tǒng)的可靠性。</p><p><b>　　數(shù)字化</b></p><p>　　在傳統(tǒng)功率電子技術(shù)中，控制部分是按模擬信號(hào)來(lái)設(shè)計(jì)和工作的，現(xiàn)在數(shù)字式信號(hào)、數(shù)字電路顯得越來(lái)越重要，數(shù)字信號(hào)

27、處理技術(shù)日趨完善成熟，顯示出越來(lái)越多的優(yōu)點(diǎn)，其優(yōu)點(diǎn)便于計(jì)算機(jī)處理控制、避免模擬信號(hào)的畸變失真、減小雜散信號(hào)的干擾、便于軟件包調(diào)試和遙感遙測(cè)遙調(diào)，也便于自診斷、容錯(cuò)等技術(shù)的植入。</p><p><b>　　綠色化</b></p><p>　　電源系統(tǒng)的綠色化指用電設(shè)備耗電量減小，對(duì)電網(wǎng)不產(chǎn)生或產(chǎn)生很少污染。國(guó)際電工委</p><p>　　員會(huì)（

28、IEC）對(duì)此制定了一系列標(biāo)準(zhǔn)，如IEC555、IEC917、IEC1000等。實(shí)際中，許多功率電子節(jié)電設(shè)備，往往會(huì)變成對(duì)電網(wǎng)的污染源，如：向電網(wǎng)注入嚴(yán)重的高次諧波電流，使總功率因數(shù)下降，使電網(wǎng)電壓耦合許多毛刺尖峰，甚至出現(xiàn)缺角和畸變。20世紀(jì)末，各種有源濾波器和有源補(bǔ)償器的方案誕生，有了諸多修正功率因數(shù)的方法。這些為批量生產(chǎn)各種綠色開關(guān)電源產(chǎn)品奠定了基礎(chǔ)。</p><p>　　1.2 設(shè)計(jì)任務(wù)及主要技術(shù)指標(biāo)<

29、;/p><p>　　設(shè)計(jì)任務(wù)：研究開關(guān)電源的實(shí)現(xiàn)方法，并按照設(shè)計(jì)指標(biāo)要求進(jìn)行電路的設(shè)計(jì)與仿真。分</p><p>　　析、掌握該課題總體方案，廣泛閱讀相關(guān)技術(shù)資料，并提出自己的見解。掌握開關(guān)電源的工作原理。設(shè)計(jì)硬件系統(tǒng)并進(jìn)行仿真，掌握系統(tǒng)調(diào)試方法，使系統(tǒng)達(dá)到設(shè)計(jì)要求。</p><p><b>　　主要技術(shù)指標(biāo)：</b></p><

30、;p>　　輸出功率：額定功率500W，最大功率1000W。</p><p>　　輸入電壓自適應(yīng)：220AC±10%。</p><p>　　輸出電壓：有兩路輸出，第一路用于功率放大器，輸出電壓為±90V；第二路用于控制電</p><p>　　路，輸出電壓為+15V。</p><p>　　開關(guān)頻率：50-100KHz。&

31、lt;/p><p><b>　　效率：>85%</b></p><p>　　1.3 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)方案</p><p>　　大功率開關(guān)電源的原理框圖如圖1.1所示。該系統(tǒng)的核心部分是全橋功率變換電路。對(duì)于大功率的電源設(shè)備要考慮功率因數(shù)校正問(wèn)題。普通的AC/DC變換器就是橋式整流加電容濾波電路，大容量電容用于減小輸出電壓紋波，但輸入電流卻呈尖峰脈

32、沖狀，這會(huì)導(dǎo)致變換器輸入功率因數(shù)下降，對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生污染。</p><p>　　第2章 功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)</p><p>　　2.1 功率因數(shù)的定義</p><p>　　工程中通常用到功率因數(shù)λ的概念，其定義為：</p><p><b>　　(2-1)</b></p><p>　　稱為功率因數(shù)角

33、（不含獨(dú)立源的一端口的阻抗角）。它是衡量傳輸電能效果的一個(gè)非常重要的指標(biāo)，表示傳輸系統(tǒng)有功功率所占的比例，即：</p><p><b>　　(2-2)</b></p><p>　　式(2-2)中P為有功功率（即平均功率）其定義為：</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p>　　

34、它是瞬時(shí)功率不可逆部分的恒定分量，也是其變動(dòng)部分的振幅，它是衡量一端口實(shí)際所吸收的功率，其單位用W（瓦）表示。Q為無(wú)功功率，其定義為：</p><p><b>　　(2-4)</b></p><p>　　它是瞬時(shí)功率可逆部分的振幅，是衡量由儲(chǔ)能元件引起的與外部電路交換的功率，這里“無(wú)功”的意思是指這部分能量在往復(fù)交換的過(guò)程中，沒(méi)有“消耗”掉。其單位用var(乏)表示。

35、</p><p><b>　　2.2 電流諧波</b></p><p>　　現(xiàn)有的開關(guān)電源都是將交流電壓進(jìn)行低通濾波、全波整流。電容濾波后，輸出較為平直的直流高壓。這種低通濾波、整流電路是非線性的，雖然電網(wǎng)電壓是一種正弦波，但因負(fù)載的影響，輸出電流將會(huì)發(fā)生嚴(yán)重畸變，呈現(xiàn)出一種脈沖波。這種波會(huì)給供電電網(wǎng)帶來(lái)危害，使輸入功率因數(shù)下降。</p><p&g

36、t;　　根據(jù)橋式整流中的二極管單向?qū)щ姷奶匦?，只有在輸入端的交流電壓瞬時(shí)值超過(guò)濾波電容上的電壓時(shí)，整流二級(jí)管才會(huì)因正向偏置而導(dǎo)通。而輸入交流電壓的瞬時(shí)值低于濾波電容上的電壓時(shí)，整流二極管則反向偏置而截至。于是，只有在輸入交流電壓的峰值附近，整流二極管才會(huì)導(dǎo)通，它的導(dǎo)通角約為60°。這樣整流二極管的導(dǎo)通角明顯變小，對(duì)交流輸入電壓波形并不產(chǎn)生很大影響，大體上仍然保持正弦波形狀，但是實(shí)際上交流輸入電流波形是脈沖尖波，脈寬約為3ms，

37、是半周期（10ms）的1/3，見圖2.1。由此可見，開關(guān)電源輸入端電流畸變是由整流二極管導(dǎo)通角太小引起的，而二極管導(dǎo)通角變小的直接原因則是大容量的濾波電容作為橋式整流輸出負(fù)載。</p><p>　　脈沖電流中含有大量的諧波，諧波的產(chǎn)生，一方面使諧波噪聲含量提高，另一方面使整流電路加入的濾波電容體積加大。</p><p>　　為了減小交直變流電路輸入端諧波電流造成的噪聲和對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波污染

38、，保證電網(wǎng)供電質(zhì)量，提高電網(wǎng)的可靠性；同時(shí)也為了提高輸入端功率因數(shù)達(dá)到節(jié)能的效果，必須限制輸入端諧波電流分量。目前，相應(yīng)的國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)已經(jīng)頒布并實(shí)施，如IEC0-555-2，EN60555-2等。一般規(guī)定各次諧波不得大于某極限值。表2.1給出一個(gè)例子說(shuō)明有的標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的諧波電流限制。</p><p>　　表2.1 交直變流電路對(duì)輸入端諧波電流的限制數(shù)值舉例</p><p>　　2.3 功率因

39、數(shù)校正的意義</p><p>　　功率因數(shù)校正電路能提高電路的功率因數(shù)，這意味著電源不需要吸收較多的無(wú)功功率，減輕了供電系統(tǒng)的負(fù)擔(dān)，降低了線路損耗和容量浪費(fèi)。同時(shí)，由于加入功率因數(shù)校正電路，強(qiáng)迫使整流電路工作電流波形與電壓波形同頻同相，不會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成污染，有利于改善電能的質(zhì)量。隨著電源綠色化概念的提出，作為電能質(zhì)量管理重要方法之一的PFC技術(shù)越來(lái)越受到人們的重視。功率因數(shù)校正電路系統(tǒng)框圖如圖2.2所示。</

40、p><p>　　2.4 橋式整流電路</p><p>　　2.4.1 橋式整流電路工作原理</p><p>　　整流電路的功能是將交流電轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟姟Ｍ瓿山恢绷麟娹D(zhuǎn)變主要是靠二極管的單向?qū)щ娮饔?，因此二極管是構(gòu)成整流電路的關(guān)鍵元件。常見的整流電路有單相半波、全波、橋式和倍壓整流電路。此設(shè)計(jì)中采用單相橋式整流電路，當(dāng)輸入信號(hào)處于正半周期時(shí)，其電流流通路徑如圖2.3（a）所

41、示，輸入信號(hào)處于負(fù)半周期時(shí)，電流流通路徑如圖2.3（b）所示。</p><p>　　2.4.2 橋式整流電路參數(shù)計(jì)算</p><p>　　交流輸入電壓，用傅立葉級(jí)數(shù)對(duì)的波形進(jìn)行分解后可得：</p><p><b>　　（2-5）</b></p><p>　　式中恒定分量即為負(fù)載的平均值，因此有：</p>&

42、lt;p><b>　　（2-6）</b></p><p><b>　　直流電流為：</b></p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　在橋式整流電路中，四個(gè)二極管對(duì)管是兩兩輪流導(dǎo)通的，所以流經(jīng)每個(gè)二極管的平均電流為：</p><p><b&

43、gt;　?。?-8）</b></p><p>　　二極管在截止時(shí)管子兩端的最大反向電壓。</p><p>　　橋式整流電路的優(yōu)點(diǎn)是輸出電壓高，紋波電壓較小，管子所承受的最大反向電壓較低，在正、負(fù)半周內(nèi)都有電流提供給負(fù)載，效率較高。此設(shè)計(jì)中，整流橋選用GBU606,其輸出電流可以達(dá)到6A，可承受的最大反向電壓為600V。</p><p>　　圖2.4 E

44、MI濾波器的基本電路</p><p>　　2.5 電磁干擾濾波器的設(shè)計(jì)</p><p>　　電源噪聲是電磁干擾（EMI）的一種，屬于射頻干擾（RFI）。根據(jù)傳播方向的不同，電源噪聲可分為兩大類：一類是從電源進(jìn)線引入的外界干擾；另一類是由電子設(shè)備產(chǎn)生并經(jīng)電源線傳導(dǎo)出去的噪聲。從形成特點(diǎn)上看，噪聲干擾分串模干擾與共模干擾兩種。串模干擾是兩條電源線之間的噪聲；共模干擾則是兩條電源線對(duì)大地的噪聲。

45、因此，一方面要濾除從交流電源線上引入的外部電磁干擾，另一方面還能避免本身設(shè)備向外部發(fā)出噪聲干擾，以免影響同一電磁環(huán)境下其它電子設(shè)備的正常工作。</p><p>　　EMI濾波器的基本電路及典型應(yīng)用圖解分別如圖2.4和圖2.5所示。電路中包括共模扼流圈L、濾波電容器C1～C4。L對(duì)串模干擾不起作用，當(dāng)出現(xiàn)共模干擾時(shí)，由于兩個(gè)線圈的磁通方向相同，經(jīng)過(guò)耦合后總電感量迅速增大，因此對(duì)共模信號(hào)呈現(xiàn)很大的感抗，使之不易通過(guò)，

46、故稱作共模扼流圈。它的兩個(gè)線圈分別繞在低損耗、高導(dǎo)磁率的鐵氧體磁環(huán)上。當(dāng)有共模電流通過(guò)時(shí)，兩個(gè)線圈上產(chǎn)生的磁場(chǎng)就會(huì)互相加強(qiáng)。L的電感量與EMI濾波器的額定電流I有關(guān)，見表2.2。當(dāng)額定電流較大時(shí)，共模扼流圈的線徑也要相應(yīng)增大，以便能承受較大的電流。此外，適當(dāng)增加電感量，可改善低頻衰減特性。C1和C4采用薄膜電容器，容量范圍大致是0.01～0.47μF，主要用來(lái)濾除串模干擾。C2和C3跨接在輸出端，并將電容器的中點(diǎn)接通大地，能有效地抑制共

47、模干擾。C2和C3的容量范圍是2200pF～0.1μF。為減小漏電流，電容器量不宜超過(guò)0.1μF。C1～C4的耐壓值均為630VDC或250VAC。</p><p>　　表2.2 電感量范圍與額定電流的關(guān)系</p><p>　　2.6 升壓斬波電路</p><p>　　升壓斬波電路的原理圖如圖2.6所示。分析升壓斬波電路的工作原理時(shí)，首先假設(shè)電路中電感L值很大，電

48、容C值也很大。當(dāng)V處于通態(tài)時(shí)，電源E向電感L充電，充電電流基本恒定為I1，同時(shí)電容C上的電壓向負(fù)載R供電，因C值很大，基本保持輸出電壓uo為恒定值，值為Uo。設(shè)V處于通態(tài)的時(shí)間為ton，此階段電感L上積蓄的能量為EI1ton。當(dāng)V處于關(guān)斷時(shí)E和L共同向電容C充電，并向負(fù)載R提供能量。設(shè)V處于斷態(tài)時(shí)間為toff，則在此期間電感L釋放的能量為（Uo-E）I1toff。當(dāng)電路工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，一個(gè)周期T中電感L積蓄的能量與釋放的能量相等，即：&l

49、t;/p><p><b>　　(2-9)</b></p><p><b>　　整理得：</b></p><p><b>　　(2-10)</b></p><p>　　上式中的T/toff≥1，輸出電壓高于電源電壓，故稱該電路為升壓斬波電路。</p><p>

50、　　利用仿真軟件OrCAD對(duì)圖2.6所示升壓斬波電路進(jìn)行仿真，給定輸入直流電壓為280V，場(chǎng)效應(yīng)管的開關(guān)頻率為50kHz，得到仿真結(jié)果如圖2.7所示。從圖中可得到輸出電壓約為307V，高于輸入直流電壓280V。</p><p><b>　　2.7 電路設(shè)計(jì)</b></p><p>　　2.7.1 UC3854芯片介紹</p><p>　　UC3

51、854系列平均電流模式功率因數(shù)控制器最早是由美國(guó)Unitrode公司研制并量產(chǎn)的，進(jìn)</p><p>　　入市場(chǎng)后很快得到了廣泛的應(yīng)用。雖然其推出時(shí)間較長(zhǎng)，但仍有非常典型的意義。</p><p>　　UC3854A的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2.8所示，其基本組成介紹如下：</p><p>　　1 欠電壓封鎖比較器（UVLC）：電源電壓VCC高于16V時(shí)，基準(zhǔn)電壓建立，振蕩器開始

52、振蕩，輸出級(jí)輸出PWM脈沖。當(dāng)電源電壓VCC低于10V時(shí)，基準(zhǔn)電壓中斷，振蕩器停振，輸出級(jí)被封鎖。</p><p>　　2 使能比較器（EC）：使能腳（10腳）的輸出電壓高于2.5V時(shí)，輸出級(jí)輸出脈動(dòng)脈沖；使能腳的輸入電壓低于2.25V時(shí)，輸出級(jí)關(guān)斷。</p><p>　　3 電壓誤差放大器（VEA）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，與7.5V基準(zhǔn)電壓比較

53、，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個(gè)A輸入端。</p><p>　　4 乘法器（MUL）：乘法器的輸入信號(hào)除了誤差電壓外，還有與已整流的交流電壓成正比的電流和前饋電壓。</p><p>　　5 電流誤差放大器（CEA）：乘法器輸出的基準(zhǔn)電流IMO在RMO兩端產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓。電阻RS兩端的電壓與RMO兩端的電壓相減后的電流取樣信號(hào)加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號(hào)經(jīng)放大后，加到PWM比較器中與振

54、蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。</p><p>　　6 振蕩器（OSC）：振蕩器的震蕩頻率由14腳的外接電容和12腳的外接電阻決定，只有建立基準(zhǔn)電壓后，振蕩器才開始震蕩。</p><p>　　7 PWM比較器（PWM COMP）：電流誤差放大器的輸出信號(hào)與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號(hào)，信號(hào)加到觸發(fā)器上。</p><p>　　8 觸發(fā)器（F

55、LIP FLOP）：振蕩器和PWM比較器輸出信號(hào)分別加到觸發(fā)器的R、S端，控制觸發(fā)器輸出脈沖。該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級(jí)后，驅(qū)動(dòng)外接的功率MOSFET。</p><p>　　9 基準(zhǔn)電源（REF）：該基準(zhǔn)電壓受欠電壓封鎖比較器和使能比較器控制，當(dāng)這兩個(gè)比較器都輸出高電平時(shí)，9腳可輸出7.5V的基準(zhǔn)電壓。</p><p>　　10峰值電流限制比較器（LMT）：電流取樣信號(hào)加到比較器的輸入端

56、，輸出電流達(dá)到一定數(shù)值后，該比較器通過(guò)觸發(fā)器關(guān)斷輸出脈沖。</p><p>　　11 軟啟動(dòng)電路（SS）：基準(zhǔn)電壓建立后，14μA電流源對(duì)SS腳的外接電容充電。剛開</p><p>　　始充電時(shí)，SS腳的電壓為零，接在SS腳內(nèi)的隔離二極管導(dǎo)通，電壓誤差放大器的基準(zhǔn)電壓為零，UC3854無(wú)輸出脈沖。SS腳外接電容充足電后，隔離二極管關(guān)斷，軟啟動(dòng)電容與電壓誤差放大隔離，軟啟動(dòng)過(guò)程結(jié)束后，UC3

57、854正常輸出脈沖。發(fā)生欠電壓封鎖或使能關(guān)斷時(shí)，與門輸出信號(hào)除了關(guān)斷輸出外，還使并聯(lián)在SS腳外接電容兩端的內(nèi)部晶體管導(dǎo)通，從而使SS腳外接電容放電，以保證下次啟動(dòng)時(shí)，其從零開始充電。</p><p>　　UC3854A DIP封裝引腳排列如圖2.9所示。各管腳功能如下：</p><p>　　1腳GND（接地腳）：所有電壓的測(cè)試基準(zhǔn)點(diǎn)。振蕩器定時(shí)電容的放電電流也由該腳返回，因此定時(shí)電容到該腳

58、的距離應(yīng)盡可能短。</p><p>　　2腳PKLMT（峰值限流）：峰值限流門限值為零。該腳應(yīng)接入電流取樣電阻的負(fù)電壓。為了使電流取樣電壓上升到地電位，該腳與基準(zhǔn)電壓腳（VREF）之間應(yīng)接入一只電阻。</p><p>　　3腳 CA Out（電流放大器輸出）：該腳是寬帶運(yùn)算放大器的輸出端，該放大器檢測(cè)并放大電網(wǎng)的輸入電流，控制脈寬調(diào)制器，強(qiáng)制校正電網(wǎng)輸入電流。</p><

59、;p>　　4腳ISENSE（電流取樣電壓負(fù)極）：該腳為電流放大器的反相輸入端。</p><p>　　5腳Mult Out（乘法器的輸出端和電流取樣電壓的正極）：模擬乘法器的輸出直接接到電流放大器的同相輸入端。</p><p>　　6腳IAC（輸入交流電流取樣信號(hào)）：電流取樣信號(hào)IAC從該腳加到模擬乘法器中。</p><p>　　7腳VA Out（電壓放大器輸出

60、端）：該腳電壓可調(diào)整輸出電壓。</p><p>　　8腳VRMS（有效值電壓輸入端）：整流橋輸出電壓經(jīng)分壓后加到該腳，為了實(shí)現(xiàn)最佳控制，該腳電壓應(yīng)在1.5～3.5V之間。</p><p>　　9腳VREF（基準(zhǔn)電壓輸出端）：該腳輸出7.5V的基準(zhǔn)電壓，最大輸出電流為10mA，并且內(nèi)部可以限流，當(dāng)VCC電壓較低或使能腳ENA為低電平時(shí)，該腳電壓為零，該腳到地應(yīng)接容量為0.1μF的電容。<

61、;/p><p>　　10腳ENA（使能控制端）：使UC3854輸出PWM驅(qū)動(dòng)電壓的邏輯控制信號(hào)輸入端。該信號(hào)還能控制基準(zhǔn)電壓、振蕩器和軟啟動(dòng)電路。不需要使能控制時(shí)，該腳應(yīng)接5V電源或通過(guò)100kΩ電阻接VO腳。</p><p>　　11腳VSENSE（反相輸入端）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)分壓后加到該腳。該腳與電壓放大器的輸出端（7腳）之間還應(yīng)加入放大器的RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。</p>

62、<p>　　12腳RSET（振蕩器定時(shí)電容充電電流和乘法器最大輸出電流設(shè)定電阻接入端）：該腳與大地之間接入一只電阻，可設(shè)定定時(shí)電容的充電電流和乘法器的最大輸出電流。乘法器的最大輸出電流為3.5/RSET。</p><p>　　13腳SS（啟動(dòng)端）：UC3854或VSS電壓過(guò)低時(shí)，該腳電位為零。開始工作后，14μA電流對(duì)外接電容充電，該腳電壓逐漸上升到7V，PWM脈沖占空比逐漸增大，輸出電壓逐漸升高。

63、</p><p>　　14腳CT（振蕩器定時(shí)電容接入端）：該腳到地之間接入定時(shí)電容，可按下式設(shè)定振蕩器的工作頻率：</p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　15腳VCC（正電源電壓）：為了保證正常工作，該腳電壓應(yīng)高于17V，為了吸收外接MOSFET柵極電容在充電時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰，該腳與地之間應(yīng)接入旁路電容。<

64、/p><p>　　16腳GT Drv（柵極驅(qū)動(dòng)電壓輸出端）：該腳輸出電壓驅(qū)動(dòng)外接的MOSFET。該腳內(nèi)部接有鉗位電路，可將輸出脈沖的幅值鉗位在15V，因此當(dāng)VCC高達(dá)35V時(shí)，該器件仍可正常工作。在使用中，該腳與MOSFET的柵極之間應(yīng)串聯(lián)接入一只阻值大于5Ω的電阻，以免驅(qū)動(dòng)電容負(fù)載時(shí)，發(fā)生輸出電流過(guò)沖的現(xiàn)象。</p><p>　　2.7.2 功率因數(shù)校正電路原理圖</p>&l

65、t;p>　　以UC3854A為核心的功率因數(shù)校正電路原理圖如圖2.10所示，該圖由UC3854的數(shù)據(jù)手</p><p>　　冊(cè)中的典型應(yīng)用電路稍加修改得到。</p><p>　　2.7.3 參數(shù)計(jì)算</p><p>　　1、振蕩電路參數(shù)的選取。Iset是振蕩器的充電電流，它的值由Rset的值來(lái)設(shè)定，而振蕩器頻率有定時(shí)電容及其充電電流決定，定時(shí)電容的電容值由式（

66、2-11）決定。CT是定時(shí)電容的電容值，f是以赫茲為單位的開關(guān)頻率。在該設(shè)計(jì)中的轉(zhuǎn)換器f為56kHz，電阻Rset為22kΩ，所以CT為0.001μF。</p><p>　　2、為了強(qiáng)迫電流波形跟隨電壓波形變化而變化，芯片6腳對(duì)輸入電壓波形采樣。這一信號(hào)被芯片內(nèi)部的電壓放大器放大，為電流控制回路提供參考信號(hào)。根據(jù)數(shù)據(jù)書冊(cè)中提供的計(jì)算公式，可算得R28=220×1.414/0.4=777k，實(shí)際取720k

67、。R32=R28/4=180k。</p><p>　　3、該電路中最難把握的當(dāng)屬升壓電感了，取現(xiàn)有的磁心材料，通過(guò)實(shí)驗(yàn)來(lái)確定。其它參數(shù)按照芯片數(shù)據(jù)手冊(cè)中的典型應(yīng)用電路選取。</p><p>　　第3章 輔助電源的設(shè)計(jì)</p><p>　　3.1 開關(guān)電源的兩種基本控制類型</p><p>　　開關(guān)電源有兩種控制類型，一種是電壓控制，另一種是電

68、流控制。兩種控制方式各有其</p><p><b>　　特點(diǎn)。</b></p><p>　　電壓控制方式是開關(guān)電源最常用的一種控制類型。電壓控制型的基本原理如圖3.1所示。電壓控制型的特點(diǎn)是先通過(guò)對(duì)輸出電壓進(jìn)行取樣，得到的取樣電壓作為控制環(huán)路的輸入信號(hào)，將取樣電壓和基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，并將比較結(jié)果放大成誤差電壓，再將誤差電壓送至PWM比較器與鋸齒波電壓進(jìn)行比較，獲得脈沖

69、寬度與誤差電壓成正比的調(diào)制信號(hào)。</p><p>　　電壓控制類型開關(guān)電源屬于閉環(huán)控制系統(tǒng)，且只有一個(gè)電壓反饋回路，電路設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單，另外，在調(diào)制過(guò)程中工作穩(wěn)定，輸出阻抗低，可采用多路電源給同一個(gè)負(fù)載供電。但也存在不足之處：響應(yīng)速度較慢，當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，必須等輸出電壓發(fā)生變化之后，才能對(duì)脈沖寬度進(jìn)行調(diào)節(jié)，輸出電壓的變化要經(jīng)過(guò)多個(gè)周期后才能表現(xiàn)出來(lái)，由于電壓控制型的響應(yīng)時(shí)間較長(zhǎng)，使輸出電壓穩(wěn)定性受到一定的影響

70、；需另外設(shè)計(jì)過(guò)流保護(hù)電路；控制回路的相位補(bǔ)償較復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化。</p><p>　　電流控制型開關(guān)電源在電壓控制環(huán)的基礎(chǔ)上又增加了電流控制環(huán)，其基本原理如圖3.2所示。US為電流檢測(cè)電阻的壓降。電流控制型需通過(guò)檢測(cè)電阻來(lái)檢測(cè)功率開關(guān)管的開關(guān)電流，并可逐個(gè)周期的限制電流，便于實(shí)現(xiàn)過(guò)電流保護(hù)。電流控制型開關(guān)電源屬于雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由電壓反饋電路構(gòu)成，內(nèi)環(huán)由電流反饋電路組成，并且電流反饋電路受電壓反

71、饋電路的控制；電流控制型對(duì)輸入電壓瞬態(tài)變化的響應(yīng)速度快；在電壓控制環(huán)和電流控制環(huán)的共同控制下，可提高電壓調(diào)整率指標(biāo)；只要開關(guān)電流脈沖的峰值達(dá)到設(shè)定的閾值，PWM比較器就動(dòng)作，使功率開關(guān)管關(guān)斷，維持輸出電壓穩(wěn)定；本身帶限電流保護(hù)電路無(wú)需另外設(shè)計(jì)限流保護(hù)電路。但電流控制型也存在以下缺點(diǎn)：由于存在兩個(gè)控制環(huán)路，電路設(shè)計(jì)及分析比較復(fù)雜；當(dāng)占空比超過(guò)50%時(shí)可能造成控制環(huán)路工作不穩(wěn)定，需增加斜率補(bǔ)償電路；因一次側(cè)電感工作在連續(xù)儲(chǔ)能模式，開關(guān)電流信

72、號(hào)的上升斜率較小，容易導(dǎo)致PWM控制器誤動(dòng)作，需增加噪聲抑制電路。</p><p>　　3.2 鉗位保護(hù)電路的設(shè)計(jì)</p><p>　　當(dāng)功率MOSFET由導(dǎo)通變成截止時(shí)，在開關(guān)電源的一次繞組上會(huì)產(chǎn)生尖峰電壓和感應(yīng)電壓。其中的尖峰電壓是由于高頻變壓器存在漏感而形成的，它與直流高壓和感應(yīng)電壓疊加在MOSFET的漏極上，很容易損壞MOSFET。因此，必須增加漏極鉗位保護(hù)電路，對(duì)尖峰電壓進(jìn)行鉗位

73、或者吸收。對(duì)于TOPSwitch系列單片開關(guān)電源，其功率開關(guān)管的漏—源擊穿電壓不低于700V，感應(yīng)電壓典型值等于135V。</p><p>　　漏極鉗位保護(hù)電路主要有以下幾種方案（電路圖見圖3.3）：</p><p>　?。?）利用瞬態(tài)電壓抑制器TVS（P6KE200）和阻塞二極管（超快恢復(fù)二極管UF4005）組成的TVS、VD型鉗位電路，如圖3.3（a）所示。</p>&l

74、t;p>　?。?）利用阻容吸收元件和阻塞二極管組成的R、C、VD型鉗位電路，如圖3.3（b）所示。</p><p>　?。?）由阻容吸收元件、TVS和阻塞二極管構(gòu)成的R、C、TVS、VD型鉗位電路，如圖3.3（c）所示。</p><p>　?。?）由穩(wěn)壓管（VDZ）、阻容吸收元件和阻塞二極管（快恢復(fù)二極管FRD）構(gòu)成的VDZ、R、C、VD型鉗位電路，如圖3.3（d）所示。</p

75、><p>　?。?）圖3.3（e）與圖3.3（c）電路類似，只是用一電阻替代TVS。</p><p>　　（6）圖3.3（f）由圖3.3（e）改進(jìn)得到，它不僅起到保護(hù)功率MOSFET不被高壓擊穿，還能改善高頻變壓器原邊電壓波形。</p><p>　　上述方案中（3）的保護(hù)效果最佳，它能充分發(fā)揮TVS響應(yīng)速度極快、可承受瞬態(tài)高能量脈沖之優(yōu)點(diǎn)，并且還增加了RC吸收回路。&l

76、t;/p><p>　　3.3 反饋電路的基本類型</p><p>　　開關(guān)電源的反饋電路如圖3.4所示。</p><p>　　主要有4種基本類型： 1、基本反饋電路；</p><p>　　2、改進(jìn)型基本反饋電路；</p><p>　　3、配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路；</p><p>　　4、配TL431

77、的光耦反饋電路。</p><p>　　圖3.4（a）為基本反饋電路，其優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單，成本低廉，適于制作小型化、經(jīng)濟(jì)型開關(guān)電源；其缺點(diǎn)是穩(wěn)壓性能較差，電壓調(diào)整率SV=±1.5%～±2.5%，負(fù)載調(diào)整率SI≈±5%。</p><p>　　圖3.4（b）為改進(jìn)型基本反饋電路，只需增加一只穩(wěn)壓管VDZ2和電阻R1，即可使負(fù)載調(diào)整率達(dá)到±2.5%。VDZ2的

78、穩(wěn)定電壓一般為22V，必須相應(yīng)增加偏置繞組的匝數(shù)，以獲得較高的偏置電壓UB，滿足電路的需要。</p><p>　　圖3.4（c）是配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。由VDZ2提供參考電壓UZ，當(dāng)輸出電壓UO發(fā)生波動(dòng)時(shí)，在光耦內(nèi)部的LED上可獲得誤差電壓。因此，該電路相當(dāng)于給TOPSwitch增加一個(gè)外部誤差放大器，再與內(nèi)部誤差放大器配合使用，即可對(duì)UO進(jìn)行調(diào)整。這種反饋電路能使電壓調(diào)整率達(dá)到±1%以下。</

79、p><p>　　圖3.4（d）是配TL431的光耦反饋電路，其電路較復(fù)雜，但穩(wěn)壓性能最佳。這里用TL431型可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器來(lái)代替普通的穩(wěn)壓管，構(gòu)成外部誤差放大器，進(jìn)而對(duì)UO作精細(xì)調(diào)整，可使單路輸出式開關(guān)電源的電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率分別達(dá)到±0.2%、±0.5%，能與線性穩(wěn)壓電源相媲美。這種反饋電路適用于構(gòu)成精密開關(guān)電源。</p><p>　　3.4 高頻開關(guān)電源的干擾

80、及抑制</p><p>　　開關(guān)電源在工作時(shí)會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的干擾，它們通過(guò)電源線以共?；虼７绞较蛲鈧鲗?dǎo)，同時(shí)還向周圍空間輻射。開關(guān)電源對(duì)由電網(wǎng)侵入的外部干擾也很敏感，并經(jīng)由它傳遞到內(nèi)部電子電路中。以圖3.5為例分析開關(guān)電源的干擾來(lái)源及其抑制方法。</p><p>　　開關(guān)電源的干擾來(lái)源主要有如下5點(diǎn)：</p><p>　?。?）脈沖變壓器一次側(cè)L1、開關(guān)管VT1和濾波

81、電容C1構(gòu)成的高頻開關(guān)電流環(huán)路（圖中Ⅰ）可能產(chǎn)生較大的空間輻射。如果電容器C1濾波不足，則高頻電流還會(huì)以串模方式傳導(dǎo)到交流電源中去。</p><p>　?。?）脈沖變壓器二次側(cè)L2、整流二極管VD5、濾波電容C2也構(gòu)成高頻開關(guān)電流環(huán)路（圖中Ⅱ），可能向空間輻射干擾。如果電容C2濾波不足，則高頻電流將以串模形式疊加在輸出直流電壓UO上，影響后續(xù)電子電路的正常工作。</p><p>　?。?）

82、脈沖變壓器的一次側(cè)和二次側(cè)間存在分布電容C,一次側(cè)的高頻電壓通過(guò)這些分布電容將直接耦合到二次側(cè)上去，在二次側(cè)的兩條輸出電源線上產(chǎn)生同相位的共模干擾。如兩線對(duì)地阻抗不平衡，還會(huì)轉(zhuǎn)變成串模干擾。同理，該脈沖變壓器的漏感在電路工作過(guò)程中會(huì)向空間輻射電磁干擾。</p><p>　?。?）脈沖變壓器二次側(cè)后面的整流二極管VD5會(huì)產(chǎn)生反向浪涌電流。硅二極管在正向?qū)〞r(shí)PN結(jié)內(nèi)的電荷被積累，二極管加反向電壓時(shí)積累的電荷消失并產(chǎn)

83、生反向電流。因?yàn)殚_關(guān)電流須經(jīng)二極管整流，二極管由導(dǎo)通轉(zhuǎn)變?yōu)榻刂沟臅r(shí)間很短，在短時(shí)間內(nèi)要讓存儲(chǔ)電荷消失就會(huì)產(chǎn)生反向電流的浪涌。由于直接輸出線路中的分布電感、分布電容，浪涌引起了高頻衰減振蕩，這是一種串模干擾。</p><p>　　（5）開關(guān)晶體管的負(fù)載是脈沖變壓器一次側(cè)的L1，是感性負(fù)載，所以開關(guān)通斷時(shí)管子兩端會(huì)出現(xiàn)較高的浪涌尖峰電壓，這個(gè)干擾會(huì)傳導(dǎo)到輸入、輸出端去，也可能擊穿開關(guān)管。</p><

84、;p>　　了解了開關(guān)電源干擾的來(lái)源，方能對(duì)癥下藥，解決開關(guān)電源的干擾問(wèn)題可從以下幾個(gè)方</p><p><b>　　面入手：</b></p><p>　?。?）交流電源線輸入端接入共模和串模濾波器，防止開關(guān)電源的共模和串模干擾傳遞到電源線中，即可避免影響電網(wǎng)中其它用電設(shè)備，同時(shí)又能抑制來(lái)自電網(wǎng)的噪聲干擾。共模和串模濾波器的形式已在第2章中給出，其機(jī)理亦有所闡述，

85、故此不再贅述。</p><p>　?。?）在直流電源輸出端加接抗共模干擾濾波器，例如用鐵氧體磁環(huán)做成的共模扼流圈，電感量為1～3mH即可滿足要求。如輸出電路的濾波電容器不能充分抑制串模干擾可再加一電感一電容組成的F型低通濾波器。</p><p>　?。?）脈沖變壓器一次側(cè)和二次側(cè)間加靜電屏蔽層，屏蔽層應(yīng)盡量靠近開關(guān)管的發(fā)射極接地，這可以大大減小一次、二次側(cè)間的耦合電容C。</p>

86、;<p>　?。?）在開關(guān)管兩端加RC吸收回路，吸收浪涌電壓，如圖3.6所示。</p><p>　　圖3.6 RC吸收回路 圖3.7 抑制二極管反向浪涌的方法</p><p>　　（5）在輸出端的整流二極管兩端加RC吸收回路，抑制反向浪涌，也可在整流二極管支路中串接可飽和磁心的線圈SC，如圖3.7所示?？娠柡痛判木€圈在通過(guò)正常電流時(shí)磁心飽和，

87、電感量很小，不會(huì)影響電路正常工作，一旦電流要反向通過(guò)時(shí)，磁性線圈將產(chǎn)生很大的反電動(dòng)勢(shì)，阻止反向電流的上升，因此將它與整流二極管串聯(lián)時(shí)就能有效地阻止反向浪涌?？娠柡痛判牟捎梅蔷痛判圆牧?，目前已制成超小型非晶型磁環(huán)，可以直接套在二極管的正極引線上，使用方便，效果也比RC吸收回路好。</p><p>　?。?）印制電路板布線時(shí)應(yīng)注意：</p><p>　?、?輸出直流電源線最好用雙絞線，至少應(yīng)

88、該緊靠在一起走線。</p><p>　?、?開關(guān)電源的輸入輸出電源線應(yīng)盡可能遠(yuǎn)離電路中的信號(hào)線。</p><p>　　③ 不要把開關(guān)電源的輸入交流電源線和輸出直流電源線靠在一起，更不能捆扎在一起。</p><p>　　3.5 OrCAD軟件仿真</p><p>　　借助于仿真軟件，在實(shí)際制作過(guò)程中可以少走一些彎路，特別是對(duì)于像我一樣缺少實(shí)際

89、制作經(jīng)驗(yàn)，理論知識(shí)又有所欠缺的一類人。各種仿真軟件層出不窮，可以挑選幾款細(xì)細(xì)把玩，但也不能盡信各種仿真軟件仿真出來(lái)的結(jié)果，仿真結(jié)果只能提供參考，實(shí)際調(diào)試過(guò)程又有別于仿真。使用軟件仿真最大的好處便是，各種元器件的參數(shù)可以隨意修改，不會(huì)造成任何經(jīng)濟(jì)損失，更不必?fù)?dān)心會(huì)危及生命安全！</p><p>　　對(duì)于輔助電源漏極鉗位保護(hù)電路中電阻電容的取值如何影響高頻變壓器一次側(cè)和二次側(cè)的電壓波形，通過(guò)仿真軟件仿真結(jié)果便有一個(gè)非

90、常直觀的了解。以圖3.3（b）為例，運(yùn)用控制變量法研究電阻R和電容C如何影響電壓波形。仿真電路圖如圖3.8所示。</p><p>　　步驟一：欲了解電阻R對(duì)高頻變壓器一、二次側(cè)電壓波形的影響，需保持除R外的所有元器件參數(shù)恒定，改變電阻R的阻值。電路中C取0.01μF并保持不變，以下分三組進(jìn)行試驗(yàn)。第一組R=50Ω；第二組R=500Ω；第三組R=5kΩ，得圖3.8中a點(diǎn)的波形分別如圖3.9（a）、（b）和（c）所示

91、。從圖中不難看出，隨著電阻R阻值的增大，電壓出現(xiàn)過(guò)沖的現(xiàn)象也愈加嚴(yán)重，（a）圖電壓過(guò)沖約100V，（b）圖約300V,（c）圖約700V。圖3.8中b點(diǎn)電壓波形分別如圖3.9（d）、（e）和（f）所示。顯而易見，隨著電阻的增大，電壓反向過(guò)沖也隨之增大。</p><p>　　步驟二：欲了解電容C對(duì)高頻變壓器一、二次側(cè)電壓波形的影響，需保持除C外的所有元器件參數(shù)恒定，改變電容C的大小。電路中R取500Ω并保持不變，以

92、下分三組進(jìn)行試驗(yàn)。第一組C=0.1μF；第二組C=0.01μF；第三組C=0.001μF，得圖3.8中a點(diǎn)的波形分別如圖3.10（a）、（b）和（c）所示。從圖中可以看出，隨著電容C的減小，電壓出現(xiàn)過(guò)沖的現(xiàn)象越來(lái)越嚴(yán)重，圖3.10（a）中電壓最大值為500V左右，（b）圖達(dá)到620V左右，而（c）圖則過(guò)沖到了800V左右。圖3.8中b點(diǎn)電壓波形分別如圖3.10（d）、（e）和（f）所示。不難得到，隨著電容C的減小，電壓反向過(guò)沖隨著增大。

93、</p><p>　　綜上所述，電阻R的值應(yīng)盡量小，而電容C的值應(yīng)盡量取大?，F(xiàn)R的值取50Ω，C的值取1μF，得到a、b點(diǎn)的電壓波形如圖3.11所示。輸出電壓波形如圖3.12所示。</p><p>　　3.6 反激式高頻變壓器設(shè)計(jì)</p><p>　　高頻變壓器是開關(guān)電源中的重要元件，它在很大程度上決定開關(guān)電源質(zhì)量的高低。高頻</p><p>

94、;　　圖3.12 輸出電壓波形</p><p>　　變壓器具有儲(chǔ)能、平滑濾波、能量傳遞、減少紋波系數(shù)、抑制尖峰電流和電壓、限流、隔離等作用，可與電路電容構(gòu)成諧振產(chǎn)生交流電壓、電流。在設(shè)計(jì)高頻變壓器時(shí)，磁心大小、氣隙大小、一次側(cè)電感、一次繞組匝數(shù)、漆包線線徑大小以及在磁心內(nèi)直流成分和交流成分之間的相互影響等問(wèn)題在設(shè)計(jì)中當(dāng)考慮再三。</p><p>　　磁心氣隙可以有效地減少剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度和

95、增加有效磁場(chǎng)強(qiáng)度工作范圍，但是磁心氣隙決不能改變交變磁通量或是改善磁心的交流電場(chǎng)對(duì)磁心的作用。在大的直流電流的作用下，磁心容易進(jìn)入飽和狀態(tài)，若磁心留有氣隙，則可以利用氣隙來(lái)平衡穩(wěn)定磁飽和狀態(tài)的直流成分，防止磁飽和。</p><p>　　設(shè)定輔助電源輸入電壓為90～240V（50Hz）；輸出電壓為+15V，輸出功率Po為30W，電源效率η為85%。則，輸入功率：</p><p><b&

96、gt;　　(3-1)</b></p><p>　　根據(jù)輸入功率選擇EF20/10磁心。</p><p>　　設(shè)工作頻率f=50kHz，則周期：</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　一次繞組開關(guān)管的最大導(dǎo)通時(shí)間對(duì)應(yīng)于最低輸入電壓和最大負(fù)載。</p><p>

97、;　　ton=DT=0.4×20μs=8μs (3-3)</p><p>　　當(dāng)變換電路在最低輸入電壓下滿載工作時(shí)，計(jì)算它的輸入端直流電壓VP。對(duì)于單相交流電容濾波，直流電壓不會(huì)超過(guò)交流輸入電壓有效值的1.3倍，倍壓整流系數(shù)為1.414，則VP=90×1.3×1.414≈165V</p><p>　　查得EF20/10

98、磁心的中心柱的有效面積為31.8mm2。飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度在100時(shí)為360mT，對(duì)于一般形狀、材質(zhì)的鐵氧體磁芯，當(dāng)工作頻率為50kHz時(shí)，60%的飽和值ΔBac=360×0.6mT=216 mT。</p><p>　　一個(gè)導(dǎo)通期間的伏秒值與一次匝數(shù)的關(guān)系為：</p><p><b>　　(3-4)</b></p><p>　　式（3-4

99、）中，NP為一次匝數(shù)；VP為一次側(cè)所加直流電壓；ton為導(dǎo)通時(shí)間；Ae為磁心有效面積（mm2）。</p><p><b>　　(3-5)</b></p><p><b>　　一次繞組每伏匝數(shù)：</b></p><p><b>　　(3-6)</b></p><p><b&

100、gt;　　二次繞組匝數(shù)：</b></p><p><b>　　(3-7)</b></p><p>　　高頻變壓器6個(gè)引出腳所確定的相位關(guān)系同名端“ ”如圖3.13所示。</p><p>　　第4章 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)</p><p>　　4.1 功率開關(guān)管的選擇</p><p>　　在開

101、關(guān)穩(wěn)壓電源中，開關(guān)電路是其核心部分，它是由功率開關(guān)管、二極管、電感器和電。</p><p>　　容器等組成的。功率開關(guān)管可以是半導(dǎo)體功率三極管，也可以是MOSFET、SCR、IGBT等。在此設(shè)計(jì)中選用功率MOSFET。型號(hào)為IRFP460，它由美國(guó)國(guó)際整流（IR）公司于1997年推出的低電荷HEXFET，除此之外還有IRFP45LC、IRF740LC、IRFBBC40LC等。由于采用了較窄的多晶硅線、較厚的柵極氧

102、化層、較低的溝道注入等工藝，使MOSFET工作效率有所提高：由于柵極電荷與輸入電容較少，顯著降低柵極驅(qū)動(dòng)功率，減少開關(guān)電源、照明整流器、DC-DC變換器的驅(qū)動(dòng)成本；由于柵-漏極米勒反饋電容減少，故MOSFET管的總開關(guān)損耗減少了一半，明顯提高了開關(guān)效率；使柵極額定電壓增大一倍，達(dá)到±30V，可去掉柵-源極并聯(lián)的齊納管，提高了功率管的dv/dt抗擾度，從而減輕或取消吸收電路；使開關(guān)頻率提高到500kHz～1MHz以上。查得IRF

103、P460的漏-源擊穿電壓為500V，通態(tài)漏極電流為20A，通態(tài)電阻小于等于0.27歐。能夠滿足此設(shè)計(jì)中的要求。</p><p>　　4.2 場(chǎng)效應(yīng)管的保護(hù)電路</p><p>　　圖4.1為關(guān)斷緩沖電路的基本電路，關(guān)斷緩沖電路的作用是限制功率開關(guān)管兩端的電壓上升率du/dt。V1是反向恢復(fù)二極管。緩沖電容器C的作用是在功率開關(guān)管V關(guān)斷時(shí)，限制其兩端電壓不能發(fā)生突變，即限制了du/dt和電壓

104、過(guò)沖，同時(shí)達(dá)到了降低關(guān)斷損耗的目的。du/dt與C的關(guān)系可由下式表示：</p><p><b>　　(4-1)</b></p><p>　　式中 u——功率開關(guān)管兩端的電壓；</p><p>　　i——流過(guò)功率開關(guān)管的電流。</p><p>　　從式中可以看出，適當(dāng)增大電容C的容量，可以降低du/dt。該緩沖電路適用于

105、50A以下的橋式逆變器，當(dāng)電流大于50A時(shí)，主電路的寄生電感與緩沖電容可能產(chǎn)生震蕩。</p><p>　　導(dǎo)通緩沖電路的基本電路如圖4.2，導(dǎo)通緩沖電路的作用是限制功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的電流上升率di/dt。V1是反向恢復(fù)二極管，L為緩沖電感器。當(dāng)V導(dǎo)通時(shí)，由于流過(guò)L的電流不能發(fā)生突變，這便限制了電流上升率di/dt。若忽略V導(dǎo)通時(shí)的管壓降，則電流上升率di/dt可表示為：</p><p>&

106、lt;b>　　(4-2)</b></p><p>　　式中，VCC為功率開關(guān)管的供電電壓。假設(shè)V的集電極電流的最大值為ICmax，集電極電流</p><p>　　的上升時(shí)間的最大值為tr max,則緩沖電感器的電感量L可表示為：</p><p><b>　　(4-3)</b></p><p>　　除了圖

107、4.1所示的關(guān)斷緩沖電路外還有一種常用的RCD有損緩沖電路，圖4.3所示。圖中，C為緩沖電容器，R為放電電阻器，V1為阻尼二極管可以抑制寄生震蕩。R、C和V1組成RCD有損緩沖電路。</p><p>　　當(dāng)功率開關(guān)管V關(guān)斷時(shí)，V1導(dǎo)通，漏感中的能量通過(guò)V1對(duì)C沖電。若不計(jì)二極管V1的導(dǎo)通壓降，緩沖電容器C上的電壓會(huì)充滿到Uce（Uce為功率開關(guān)管V關(guān)斷狀態(tài)時(shí)的漏-源極電壓）。</p><p&g

108、t;　　當(dāng)功率開關(guān)管V導(dǎo)通時(shí)，V1關(guān)斷，緩沖電容器C將通過(guò)放電電阻R和V放電，能量主要被R消耗。由此可見，V關(guān)斷時(shí)，緩沖電容器C儲(chǔ)存了漏感中的能量；V導(dǎo)通時(shí)，漏感中的能量被R消耗掉。如果沒(méi)有RCD有損緩沖電路，漏感中的能量將由功率開關(guān)管V來(lái)消耗。利用RCD有損緩沖電路降低了功率開關(guān)管的損耗。</p><p>　　緩沖電容器C的容量按下式選擇：</p><p><b>　　(4-4

109、)</b></p><p>　　式中 ICmax——功率開關(guān)管集電極電流的最大值；</p><p>　　trmax——功率開關(guān)管關(guān)斷電壓的上升時(shí)間的最大值； </p><p>　　VCC——直流輸入側(cè)的直流電源電壓。</p><p>　　放電電阻R的選擇應(yīng)考慮以下兩點(diǎn)：</p><p>　　在功率開關(guān)管導(dǎo)

110、通期間，緩沖電容器C上的電荷（通過(guò)放電電阻R）應(yīng)全部放完，</p><p><b>　　則應(yīng)滿足： </b></p><p><b>　　(4-5)</b></p><p>　　式中 tonmin——功率開關(guān)管最小導(dǎo)通時(shí)間。</p><p>　　② 在功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，緩沖電容C（通過(guò)放電電阻R

111、）的放電電流idis不能太大，一般取</p><p><b>　　(4-6)</b></p><p>　　放電電阻R的功耗PR為：</p><p><b>　　(4-7)</b></p><p>　　式中 f——功率開關(guān)管的開關(guān)頻率。</p><p>　　除了以上三種緩沖電

112、路外，常見的場(chǎng)效應(yīng)管過(guò)電壓保護(hù)還有如圖4.4所示幾種電路。圖4.4（a）所示電路是用RC吸收浪涌電壓的方式。圖4.4（b）所示電路是再接一只二極管VD抑制浪涌電壓，其中VD需采用高頻開關(guān)二極管，目的是防止浪涌電壓的振蕩。圖4.4（c）是用穩(wěn)壓二極管鉗位浪涌電壓的方式，而（d）、（e）所示電路是MOSFET上如果加的浪涌電壓超過(guò)規(guī)定值，就使MOSFET導(dǎo)通。（f）中柵極串聯(lián)電阻Rg，使柵極反向電壓選為最佳值，延遲關(guān)斷時(shí)間而抑制浪涌電壓的發(fā)