畢業(yè)設(shè)計---高功率密度小功率dc-dc模塊電源的研究

1、<p>　題 目高功率密度小功率DC-DC</p><p>　模塊電源的研究</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　近年來開關(guān)電源產(chǎn)業(yè)發(fā)展迅速，開關(guān)電源技術(shù)在消費電子類電源、通訊領(lǐng)域電源和工業(yè)領(lǐng)域電源中得到了廣泛的應(yīng)用，人們對電源高頻化、小型化、輕量化、模塊化等需求也隨之提高，大力推動了開關(guān)電源技術(shù)的迅

2、速發(fā)展。</p><p>　　本文主要研究高功率密度小功率DC-DC模塊電源拓?fù)湟约疤岣吣K電源功率密度、能量轉(zhuǎn)換效率的方法。通過提高開關(guān)頻率，減小模塊電源無源器件的體積，同時應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)、同步整流技術(shù)減小開關(guān)器件的損耗，提高電源效率，以減小散熱片的面積，進(jìn)一步提高電源的功率密度。本文采用Powersim公司的PSIM軟件做仿真研究，相比于其他的電力電子仿真軟件，其具有仿真速度快、功能模塊齊全且可配置性強、容易

3、上手等優(yōu)點。</p><p>　　文中首先對三種常用于小功率開關(guān)電源主電路拓?fù)涞幕竟ぷ髟砗透髯缘膬?yōu)缺點進(jìn)行了分析，最后確定以Buck型變換器作為模塊電源的主電路拓?fù)洹?lt;/p><p>　　其次，以一個輸入5~12V、輸出3.3V/33W并工作在250kHz的高頻模塊電源為目標(biāo)，對Buck型拓?fù)渲麟娐芬约胺答伝芈愤M(jìn)行分析與設(shè)計，計算選擇相應(yīng)的元件參數(shù)，應(yīng)用PSIM軟件的SmartCtrl

4、組件對反饋回路的3型誤差放大器進(jìn)行設(shè)計，并通過仿真驗證系統(tǒng)的閉環(huán)穩(wěn)定性，分析主開關(guān)的電壓、電流應(yīng)力，以此作為之后設(shè)計的軟開關(guān)電路性能分析的基礎(chǔ)。</p><p>　　再次，針對模塊電源高頻化帶來的“硬開關(guān)”損耗高、開關(guān)器件工作環(huán)境惡劣等問題，引入了組合吸收電路、Buck型ZVS-PWM電路以及應(yīng)用同步整流技術(shù)的Buck型ZVS-PWM電路，文中分析了它們的工作原理，并在之前設(shè)計的Buck型變換器的基礎(chǔ)上對上述三種

5、軟開關(guān)電路的主電路和控制策略進(jìn)行了設(shè)計。通過仿真驗證了這三種軟開關(guān)電路的引入在保證主電路穩(wěn)定性能的基礎(chǔ)上，分別從一定程度上改善了開關(guān)器件的工作應(yīng)力；Buck型ZVS-PWM電路提供了主開關(guān)零電壓導(dǎo)通條件，減小了主開關(guān)導(dǎo)通時的交疊損耗，很大程度上提高了模塊電源的效率；同步整流技術(shù)的應(yīng)用則減小了電路中的傳導(dǎo)損耗，進(jìn)一步提高了效率，使電源的效率達(dá)到90%以上。</p><p>　　最后，總結(jié)全文所做的工作，指出研究中的

6、不足以及下一步的工作。</p><p>　　關(guān)鍵詞：開關(guān)電源 功率密度 模塊電源 軟開關(guān) 同步整流 PSIM</p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　In recent years, with the rapid development of the switching mode power supply in

7、dustry, the switching mode power supply technology has been widely used in the field of the consumer electronics, communications, industrial power supplies, the demand for high-frequency, smaller, lightweight, and modula

8、r, strongly pushes the development of the switching mode power supply technology.</p><p>　　This paper mainly studies the high power density and low power DC-DC module power supply topology and the method to

9、improve the power density of power module, as well as the energy conversion efficiency. By increasing the switching frequency, we can reduce the size of passive device in the power module. While the application of soft s

10、witch technology, synchronous rectification technique reduces the loss of the switch device, improves the efficiency, and reduces the use of heat sink, further impr</p><p>　　First, analyzed three basic topol

11、ogy of switching power supply circuits commonly used in low power level and discussed their advantages and disadvantages, then determined the Buck converter as main circuit topology of the power module.</p><p&

12、gt;　　Second, use an input 12V, output 3.3V/33W and work in the high-frequency of 250kHz module power as example, analyzed and designed the main circuit of Buck topology and the feedback loop, calculation and select the a

13、ppropriate device parameters, then used the SmartCtrl component of PSIM to design the feedback loop, and through the closed-loop stability of the simulation system, analyzed the main switch voltage and current stress, as

14、 the basis of analysis of the performance of the followed soft-sw</p><p>　　Again, the “hard switching” for high-frequency power module costs high losses and worsen the working conditions of switching devices

15、. This paper introduced a combination of snubber circuit, the Buck-type ZVS-PWM circuit and Buck ZVS-PWM circuit with SR to solve these problems, and analyzed how they work, then designed them based on previous Buck conv

16、erter and the control strategy of these three soft-switching circuits. The simulation results of these soft-switching circuits show that, on the bas</p><p>　　Finally, concluded the full essay, and pointed ou

17、t the lack of research as well as the next step.</p><p>　　KEY WORDS switching mode power supply, power density, module power supply, soft-switching, synchronous rectifier, PSIM</p><p><b>

18、　　第一章緒論</b></p><p>　　1.1開關(guān)電源的發(fā)展趨勢</p><p>　　開關(guān)電源基于現(xiàn)代電力電子技術(shù)、控制技術(shù)以及器件制造技術(shù)等，通過控制電路中半導(dǎo)體電力開關(guān)器件的通斷比，維持穩(wěn)定的輸出電壓、電流或者恒定功率的一種電源，因電源電路中的半導(dǎo)體電力開關(guān)器件始終以開關(guān)方式工作而得名；它相比于線性調(diào)壓器，具有體積小、重量輕、輸入輸出范圍廣、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定

19、等優(yōu)點。隨著半導(dǎo)體電力開關(guān)器件的制造技術(shù)、工藝水平的提高及其關(guān)鍵技術(shù)的不斷發(fā)展，開關(guān)電源技術(shù)在過去30年中取得了飛速的發(fā)展。第一代標(biāo)準(zhǔn)化開關(guān)電源誕生于20世紀(jì)70年代初。20世紀(jì)80年代后期，開關(guān)電源的成本和控制電路問題等技術(shù)難關(guān)被攻克后，其已迅速成長為電源中的主流產(chǎn)品。</p><p>　　開關(guān)電源正處于快速發(fā)展階段，以下是當(dāng)前開關(guān)電源領(lǐng)域的幾個重要發(fā)展方向：</p><p>　　高頻化

20、、小型化、輕量化</p><p>　　開關(guān)電源的體積、重量主要由電路中的無源元件(如脈沖變壓器、電感和電容等)決定，因此開關(guān)電源的小型化實質(zhì)上就是盡可能減小這些無源元件的體積。為了提高模塊電源的功率密度，必須提高電源工作的開關(guān)頻率，從而減小電路中無源元件的體積和重量。同樣功率的變換器，開關(guān)頻率越高，每個開關(guān)周期儲存、傳輸?shù)哪芰縿t可以越小，從而可以減小電感和電容等得參數(shù)，選擇較小尺寸的元件。</p>

21、<p><b>　　高可靠性與高效率</b></p><p>　　開關(guān)電源使用較少的元器件，因此具有高可靠性。電容、光電耦合器、開關(guān)管以及其他輔助電路等器件的壽命決定了開關(guān)電源的壽命，因此盡可能減少電源中的元器件，提高集成度，降低開關(guān)器件的環(huán)境應(yīng)力，有利于提高電源的可靠性。高頻化是開關(guān)電源發(fā)展的必然趨勢，然而提高開關(guān)頻率的同時增加了開關(guān)損耗，降低了電源效率，并同時擴大了電磁干擾、噪

22、聲提高等問題。應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)，將成為開關(guān)電源的發(fā)展方向，采用軟開關(guān)技術(shù)可以將開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換效率提高到80~90%。美國的VICOR開關(guān)電源公司設(shè)計制造了多種ECZ軟開關(guān)直流變換器，其最大輸出功率有800W、600W、300W等，相應(yīng)的功率密度為101.60W/cm3、160.38W/cm3、278.56W/cm3，效率為80~90%；日本Nemic-Lambda公司推出的一種采用軟開關(guān)技術(shù)的高頻開關(guān)電源模塊RM系列，開關(guān)頻率為200~3

23、00kHz，功率密度為442.45W/cm3，同時應(yīng)用同步整流技術(shù)使整個電路效率提高到90%以上。</p><p><b>　　模塊化</b></p><p>　　模塊化是開關(guān)電源發(fā)展的總體趨勢，在電源集成技術(shù)的發(fā)展進(jìn)程中，已經(jīng)經(jīng)歷了電力半導(dǎo)體器件模塊化，功率與控制電路的集成化，集成無源元件(包括磁集成技術(shù))等發(fā)展階段。近年的發(fā)展方向即將小功率電源系統(tǒng)整合在一塊集成電

24、路上，使電源產(chǎn)品功率密度更高，體積更小，散熱片面積更小，減小引線長度，同時也減小了寄生參數(shù)，在一定程度上了抑制了EMI的傳導(dǎo)，減少EMI濾波器的設(shè)計工作。因此，實現(xiàn)了電源電路中所有元器件連同控制部分和保護(hù)部分都集成在一個模塊中。而針對開關(guān)電源運行噪聲大這一缺點，若單獨追求高頻化，其噪聲也必將隨著增大，應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)，在理論上可實現(xiàn)高頻化又可降低開關(guān)噪聲；另外，雖然每年都有大量新穎的電路拓?fù)浔惶岢?，但?yīng)用于實際仍存在著諸多技術(shù)問題，故仍需

25、在這一領(lǐng)域開展大量的工作，使這些技術(shù)得到實用化。</p><p>　　當(dāng)前模塊電源的主要分為DC/DC，DC/AC，AC/DC三種，其中DC/DC模塊占據(jù)了絕大部分的市場份額，隨著我國通訊、電力系統(tǒng)以及個人數(shù)字產(chǎn)品的快速發(fā)展，模塊電源的應(yīng)用越來越廣。從輸出功率來看，DC/DC模塊電源產(chǎn)品可在毫瓦到數(shù)百瓦之間；從開關(guān)頻率與模塊電源轉(zhuǎn)換效率看，當(dāng)前凌力爾特(Linear Technology)公司制造了門類寬泛、具有

26、同步和異步內(nèi)部開關(guān)的高性能降壓型開關(guān)穩(wěn)壓器產(chǎn)品線，這些穩(wěn)壓器提供了2.25V至30V的典型輸入電壓能力、4MHz的開關(guān)頻率以及 96% 的高效運作，這些芯片的應(yīng)用，使得模塊電源的設(shè)計過程更加簡單，僅需針對穩(wěn)壓器設(shè)計小部分外圍分立元件即可，縮短了設(shè)計周期。</p><p>　　模塊電源應(yīng)用廣泛，在航空航天、機車艦船、軍工兵器、發(fā)電配電、郵電通信、冶金礦山、自動控制、家用電器、儀器儀表和科研實驗等社會生產(chǎn)和生活的各個

27、領(lǐng)域，尤其是在高可靠和高技術(shù)領(lǐng)域發(fā)揮重要作用。</p><p><b>　　1.2功率密度</b></p><p>　　功率密度(Power Density)是指單元體積內(nèi)的功率大小。考察單節(jié)電池、燃料電池、電機等，或者是電源單元或相近的能量轉(zhuǎn)換裝置，以瓦每立方米(W/cm3)為單位。功率密度對于空間緊湊的場合下是設(shè)備的一個重要參數(shù)。</p><p

28、>　　提高模塊電源的功率密度，讓電源產(chǎn)品小型化、輕量化，是模塊電源設(shè)計者不斷努力追求的目標(biāo)，例如便攜式設(shè)備的電源設(shè)計(如智能手機，平板電腦等)，在增大設(shè)備續(xù)航時間、提高電源的驅(qū)動能力的同時使設(shè)備小型化、輕量化，是產(chǎn)品贏得市場青睞的重要手段。</p><p>　　提高模塊電源產(chǎn)品的功率密度，有以下三種方式：</p><p>　　一是采用先進(jìn)的電路拓?fù)浜凸β首儞Q技術(shù)，提高模塊電源的工作頻

29、率；</p><p>　　二是減小模塊電源產(chǎn)品的各部件體積并采用緊湊型工藝結(jié)構(gòu)；</p><p>　　三是改進(jìn)模塊電源產(chǎn)品的熱設(shè)計，提供半導(dǎo)體電力開關(guān)器件良好的工作條件。提高開關(guān)頻率以提高電源的功率密度，不可避免的要采取措施抑制電路的損耗，故必須提高電源的轉(zhuǎn)換效率，改善器件工作條件，否則增加的輔助電路以及散熱片等元器件所占的面積是得不償失的。</p><p>　　1

30、.3模塊電源的關(guān)鍵技術(shù)</p><p>　　1.3.1開關(guān)電源高頻化</p><p>　　提高模塊電源的功率密度，使電源小型化，最主要的方法就是提高模塊電源的開關(guān)頻率來減小無源元件的體積和重量。傳輸同樣的能量，提高模塊電源的工作頻率，則每個周期傳輸?shù)哪芰繉p小，這樣則可以減小儲存和傳輸能量器件的值，反映在實物上則是可以使用體積較小的濾波電容、濾波電感和開關(guān)變壓器，從而減小模塊電源的體積。&

31、lt;/p><p>　　1.3.2軟開關(guān)技術(shù)與同步整流技術(shù)</p><p>　　對于傳統(tǒng)的PWM變換器，開關(guān)器件通常工作在硬開關(guān)狀態(tài)，當(dāng)開關(guān)頻率達(dá)到1MHz以上時，開關(guān)損耗就會變得很嚴(yán)重，需要更大的散熱器，這將會抵消由于開關(guān)頻率提高帶來的無源元件體積的減小。硬開關(guān)(Hard Switching)是指開關(guān)器件工作在硬開關(guān)狀態(tài)，由于開關(guān)器件不是理想器件，在導(dǎo)通時開關(guān)管的電壓必然有一個下降的時間，同

32、時它的電流也將經(jīng)歷一個上升時間達(dá)到負(fù)載電流，在這段時間里，電壓和電流波形交疊，產(chǎn)生損耗，稱之為導(dǎo)通損耗(Turn-on Loss)。同理，在開關(guān)器件關(guān)斷的時候，電流波形與電壓波形同樣存在交疊，稱為關(guān)斷損耗(Turn-off Loss)。在一定條件下，每個周期開關(guān)器件的導(dǎo)通、關(guān)斷損耗是一定的，隨著開關(guān)頻率的升高，總的開關(guān)損耗隨之升高，電源的效率就降低，同時隨著損耗的增加，器件的工作溫度將升高，需要更大的散熱器。</p>&l

33、t;p>　　在開關(guān)過程中，開關(guān)器件承受的di/dt或du/dt較大，由于電路中寄生電感、電容的存在，使開關(guān)器件因承受過高的電壓或過大的電流(或稱為開關(guān)浪涌，Switching Surge)而損壞[1] ，同時產(chǎn)生大的電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)。</p><p>　　工作在較高的開關(guān)頻率，功率MOSFET器件輸出電容的充放電造成的開通損耗是開關(guān)損耗的主要部分。

34、一只漏源極電容為100pF的功率MOSFET器件，當(dāng)它以1MHz的開關(guān)頻率工作于500V電壓時，其開通損耗為，即12.5W。如果以開關(guān)頻率提高到5MHz時，則開通損耗增加至62.5W[2]。</p><p>　　開關(guān)損耗與電磁干擾問題隨著開關(guān)頻率的提高而嚴(yán)重，制約了開關(guān)電源的高頻化，同時也限制了電源的體積，制約電源功率密度的提高。由此有必要引入輔助電路，軟化開關(guān)過程，減小開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷過程的交疊損耗，以及使用傳導(dǎo)

35、阻抗更小的器件，以減小其傳導(dǎo)損耗。開關(guān)電源領(lǐng)域解決這一類問題的主流技術(shù)有：</p><p><b>　　軟開關(guān)技術(shù)</b></p><p>　　在研究和討論開關(guān)電路時，如果不是明確的指出是軟開關(guān)，一般都是指硬開關(guān)而言的。由于“硬開關(guān)”電路的不足，引入軟開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)技術(shù)是使功率變換器實現(xiàn)高頻化的重要技術(shù)之一，它利用諧振的原理, 使開關(guān)器件中的電壓或電流按照正弦或準(zhǔn)正

36、弦規(guī)律變化。當(dāng)開關(guān)器件電流過零時器件關(guān)斷(或使電壓降為零時器件開通)，從而減少開關(guān)損耗。應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)，能緩解硬開關(guān)導(dǎo)致的嚴(yán)重?fù)p耗、容性開通、感性關(guān)斷、二極管反向恢復(fù)以及EMI 等問題。</p><p>　　根據(jù)軟開關(guān)技術(shù)發(fā)展的歷程可以將軟開關(guān)電路分成全諧振型變換器(Resonant Converters)、準(zhǔn)諧振變換器(Quasi-Resonant Converters，QRC)、零開關(guān)PWM變換器(Zero

37、Switching PWM Converters)和零轉(zhuǎn)換PWM變換器(Zero Transition PWM Converters)[3]。</p><p>　　以零電壓開關(guān)準(zhǔn)諧振變換器(Zero-Voltage-Switching Quasi-Resonant Converter, ZVS-QRC)為例，主電路圖如圖1.1所示。由諧振電感、諧振電容和續(xù)流二極管組成諧振網(wǎng)絡(luò)；假設(shè)輸出電感足夠大，則輸出電流為恒定

38、值，當(dāng)主開關(guān)由導(dǎo)通轉(zhuǎn)向關(guān)斷后，諧振電容充電到，此時續(xù)流二極管導(dǎo)通，諧振電容與諧振電感發(fā)生諧振，電容諧振電壓過零點后并反向，為主開關(guān)零電壓導(dǎo)通提供條件。這種電路的諧振過程與負(fù)載電流有關(guān)，因此主開關(guān)隨負(fù)載的變化可能承受較大的電壓應(yīng)力，其次零電壓準(zhǔn)諧振電路由脈沖頻率控制，較寬的頻率變化范圍給電力變壓器的優(yōu)化、輸入/輸出濾波器的設(shè)計以及控制回路的設(shè)計帶來難度，另外零電壓準(zhǔn)諧振電路，會因諧振電感和續(xù)流二極管的結(jié)電容產(chǎn)生寄生振蕩，增加開關(guān)噪聲并可能

39、導(dǎo)致反饋回路不穩(wěn)定[4]。</p><p>　　在準(zhǔn)諧振變換器的基礎(chǔ)上，增加一個輔助開關(guān)，就可以得到零開關(guān)PWM變換器。零開關(guān)PWM變換器優(yōu)于準(zhǔn)諧振變換器最重要的一點就是，這種電路可以采用恒定頻率的控制方式，即PWM控制。零開關(guān)PWM變換器可分為零電流開關(guān)PWM變換器(Zero-Current-Switching PWM Converters，ZCS-PWM)和零電壓開關(guān)PWM變換器(Zero-Voltage-S

40、witching PWM Converters，ZVS-PWM)兩類，輔助電路分為為主開關(guān)提供零電流關(guān)斷和零電壓導(dǎo)通的條件。以Buck型ZVS-PWM變換器為例，如圖1.2所示，這種電路與ZVS-QRC電路主開關(guān)實現(xiàn)零電壓打通的條件完全相同，開關(guān)器件和諧振電容、諧振電感的電壓、電流應(yīng)力完全一樣，同時在Buck型ZVS-PWM變換其中，輔助開關(guān)也實現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通[4]。然而零開關(guān)PWM變換器的開關(guān)器件通常電壓、電流應(yīng)力很大，因此一般也應(yīng)用

41、在小功率、低電壓、而且對體積和重量要求十分嚴(yán)格的場合，比如宇航電源和程控交換器的DC-DC電源模塊[5][6]。</p><p>　　在準(zhǔn)諧振變換器中，諧振電感和諧振電容在參與能量轉(zhuǎn)換的全過程，因諧振的過程導(dǎo)致開關(guān)器件上的電壓、電流應(yīng)力較大。在ZVS-PWM和ZCS-PWM變換器中，諧振元件不是一直工作，但諧振電感與主電路回路串聯(lián)，其損耗較大，同時零開關(guān)PWM電路與準(zhǔn)諧振電路具有相同的諧振原理[4]，故開關(guān)器件和

42、諧振電容、諧振電感的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力與準(zhǔn)諧振變換器一致。為了克服這些缺陷，引入了零轉(zhuǎn)換PWM變換器的概念，這類變換器的特點是：采用PWM控制方式，實現(xiàn)恒定頻率的控制；輔助電路僅在主開關(guān)動作時工作，其他時候不工作，因此減小了輔助電路的損耗；輔助電路不是串聯(lián)在主電路回路中，而是與主電路回路并聯(lián)，這樣也減小了輔助電路的損耗；輔助電路的工作不會增加開關(guān)器件的電壓和電流應(yīng)力，主開關(guān)的電壓和電流應(yīng)力很小，基本與去除輔助電路時的變換器電壓、電流應(yīng)力

43、相等，這是與零開關(guān)PWM電路最根本的區(qū)別[5][6][7][8]，這也使得零轉(zhuǎn)換PWM變換器在大功率場合得到廣泛應(yīng)用。零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器(Zero-Voltage-Transition PWM Converters，ZVT-PWM)如圖1.3所示。</p><p>　　圖1.1 Buck型全波零電壓準(zhǔn)諧振變換器</p><p>　　圖1.2 Buck型ZVS-PWM變換器</p&

44、gt;<p>　　圖1.3 Buck型ZVT-PWM變換器</p><p><b>　　同步整流技術(shù)</b></p><p>　　同步整流(Synchronous Rectification，簡稱SR)是在20世紀(jì)末問世的。它是采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET取代整流二極管以降低整流損耗的一項新技術(shù)，能顯著提高開關(guān)電源在低電壓、大電流輸出時的效率。

45、高頻DC/DC PWM開關(guān)變換器的輸出通常采用功率整流二極管進(jìn)行整流，開關(guān)變換器對整流二極管管的要求：正向壓降小，反向漏電流小，反向恢復(fù)時間短等。比較適合的功率整流二極管有PN結(jié)雙極二極管、快速恢復(fù)二極管、超快速恢復(fù)二極管、肖特基二極管。對于低壓大電流輸出的開關(guān)電源，為進(jìn)一步提高其效率，采用傳導(dǎo)阻抗小的MOSFET作為整流器，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流，減小電路中的傳導(dǎo)損耗，提高變換器效率

46、[9]。在Buck型變換器的基礎(chǔ)上，應(yīng)用同步整流技術(shù)，如圖1.4中電路所示，為主開關(guān)管，為同步整流管。導(dǎo)通時起，關(guān)斷；關(guān)斷時，導(dǎo)通起續(xù)流作用，替代續(xù)流二極管，故同步整流管的功率損耗主要包括、的傳導(dǎo)損耗及柵極驅(qū)動損耗。</p><p>　　圖1.4應(yīng)用同步整流的Buck型變換器原理圖</p><p>　　1.4本課題研究的目的和內(nèi)容</p><p>　　1.4.1本課

47、題研究的主要目的</p><p>　　本文對高功率密度小功率DC-DC模塊電源進(jìn)行了研究和設(shè)計，這些研究是基于提高模塊電源的開關(guān)頻率，達(dá)到提高開關(guān)電源的功率密度的目的，即開關(guān)電源高頻化。同時應(yīng)用開關(guān)電源領(lǐng)域主流的技術(shù)以解決高頻化后引起的開關(guān)損耗升高、開關(guān)器件應(yīng)力升高等問題。大多關(guān)于應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)、同步整流技術(shù)的文章[5][6][7][8]都以原理性的介紹為主，很少提及控制策略的設(shè)計和電路的仿真方法，本文主要研究如

48、何應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)和同步整流技術(shù)，以及分析這些軟開關(guān)電路拓?fù)涞男阅?，如提高模塊電源的能量轉(zhuǎn)換效率、減小模塊電源整體損耗、改變開關(guān)器件的工作狀況等，同時設(shè)計相應(yīng)的控制策略，通過軟件仿真來驗證所設(shè)計的軟開關(guān)電路拓?fù)湫阅堋?lt;/p><p>　　1.4.2本課題研究的主要內(nèi)容</p><p>　　本課題以設(shè)計一個輸出功率為33W，輸入電壓/輸出電壓為10V/3.3V，開關(guān)頻率為250kHz的高功率密

49、度模塊電源為目標(biāo)，研究了小功率低電壓輸出的模塊電源常用的幾種主電路基本拓?fù)?，并?jīng)過分析，選用了Buck型變換器作為模塊電源的主電路基本拓?fù)?。在主電路拓?fù)錇锽uck型變換器的基礎(chǔ)上研究了組合吸收電路、ZVS-PWM電路以及應(yīng)用同步整流技術(shù)的ZVS-PWM電路三種軟開關(guān)電路，對它們的主電路與控制策略進(jìn)行了設(shè)計，最后通過仿真驗證并分析三種軟開關(guān)電路的性能。</p><p>　　本文所做的主要工作包括以下內(nèi)容：</

50、p><p>　　分析小功率低電壓輸出的模塊電源常用基本拓?fù)洌?lt;/p><p>　　Buck變換器的設(shè)計與電路主要器件參數(shù)的計算；</p><p>　　分析3型誤差放大器原理，并使用PSIM軟件中SmartCtrl組件對Buck型拓?fù)涞姆答伝芈愤M(jìn)行設(shè)計；</p><p>　　組合吸收電路的主電路與控制策略的設(shè)計、仿真以及各項數(shù)據(jù)比較與分析；<

51、/p><p>　　Buck型ZVS-PWM電路的主電路與控制策略的設(shè)計、仿真以及各項數(shù)據(jù)比較與分析；</p><p>　　應(yīng)用同步整流技術(shù)于Buck型ZVS-PWM電路，分析應(yīng)用同步整流技術(shù)提高電路的效率原理，并通過仿真驗證。</p><p><b>　　1.5本文結(jié)構(gòu)</b></p><p>　　本文內(nèi)容的安排如下：<

52、;/p><p>　　第一章：本章分析了開關(guān)電源的發(fā)展趨勢和功率密度的定義，提出以高頻化提高開關(guān)模塊電源的功率密度的一般方法以及高頻化帶來的問題、解決這些問題的主流技術(shù)，介紹了本課題的主要目標(biāo)和作者的主要工作；</p><p>　　第二章：本章分析了常用的小功率模塊電源的主電路基本拓?fù)?，并以一個目標(biāo)模塊電源作為本文研究的對象，進(jìn)行了拓?fù)溥x擇的分析；</p><p>　　第

53、三章：本章以第二章所提出的目標(biāo)模塊電源參數(shù)為基礎(chǔ)，分析了Buck型變換器主電路的設(shè)計方法，計算了相關(guān)的元件參數(shù)，應(yīng)用PSIM軟件中的SmartCtrl組建設(shè)計反饋回路，并仿真驗證其穩(wěn)定性；</p><p>　　第四章：本章對幾種軟開關(guān)拓?fù)溥M(jìn)行了分析和設(shè)計，應(yīng)用于模塊電源主電路拓?fù)洌詫崿F(xiàn)軟化開關(guān)過程、提高電源效率的目的，并使用PSIM軟件對各種電路進(jìn)行仿真、分析和驗證；</p><p>　

54、　第五章：總結(jié)全文，并針對當(dāng)前所做工作的不足進(jìn)行了分析，并指出下一步的工作方向。</p><p>　　第二章小功率模塊電源主電路基本拓?fù)?lt;/p><p>　　小功率級別的模塊電源輸出功率可以是從幾毫瓦到幾十瓦，輸入電壓源可以是蓄電池組，也可以是大功率模塊電源的輸出。隨著數(shù)字設(shè)備的快速發(fā)展，模塊電源在低壓輸出的場合廣泛應(yīng)用，通常可以直接貼在印刷電路板上，為以專用集成電路、數(shù)字信號處理器、微

55、處理器、存儲器、現(xiàn)場可編程邏輯陣列等數(shù)字或者模擬集成芯片為負(fù)載供電的模塊電源，要求的輸出電壓是相對較低的，對于一個低功耗的微處理器而言，其電壓源輸入只需要3.3V甚至更低。對于低電壓輸出小功率模塊電源，主電路拓?fù)溥x擇降壓型變換器(Buck Converter)、正激式變換器(Forward Converter)和反激式變換器(Flyback Converter)更為合理。</p><p>　　2.1小功率模塊電源

56、基本拓?fù)涞姆治?lt;/p><p>　　2.1.1 降壓型變換器</p><p>　　降壓型變換器，即Buck型變換器，是一種輸出直流電壓小于輸入主流電壓的單管非隔離式PWM DC-DC變換器，它是一種開關(guān)電源基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其輸入與輸出共地，主電路由主開關(guān)、續(xù)流二極管、一個輸出電容和一個輸出電感組成，結(jié)構(gòu)簡單，如圖2.1(a)所示。</p><p>　　采用Buck型

57、變換器，輸入電壓必須高于輸出電壓，但輸出電壓與輸入電壓的比值不應(yīng)太大或大小，太大或太小的占空比不利于Buck變換器的設(shè)計與實現(xiàn)，太大的占空比可能導(dǎo)致跳周，而太小的占空比可能導(dǎo)致開關(guān)器件不能充分導(dǎo)通或關(guān)斷；在實際應(yīng)用中，多數(shù)集成PWM控制芯片的輸出占空比是有一定上下限的。Buck型變換器中采用普通二極管續(xù)流，其傳導(dǎo)電阻大，此時電路的損耗很大，故采用傳導(dǎo)電阻較小的MOSFET代替普通續(xù)流二極管，即采用同步整流技術(shù)，可以解決傳導(dǎo)損耗影響整體效

58、率的問題，應(yīng)用針對于同步整流的Buck型設(shè)計的PWM控制芯片，其效率可高達(dá)90%以上。</p><p>　　由于Buck型變換器屬于非隔離式變換器，因此沒有變壓器做輸入和輸出的電氣隔離，可以節(jié)省體積，但通常僅適用于單輸出的應(yīng)用場合。</p><p>　　2.1.2 反激式變換器</p><p>　　反激式變換器的結(jié)構(gòu)如圖2.1(b)所示，廣泛應(yīng)用于高壓和離線供電電源

59、，通常在低輸入電壓時最大輸出功率為50W。它是一種單管隔離式PWM DC-DC變換器，是一種恒功率輸出的開關(guān)變換器。反激式變換器不需要輸出電感，因此它與其他開關(guān)變換器拓?fù)湎啾扔捎趯敵鲭妷焊櫺阅芨枚哂泻艽蟮奈Γ鴮τ诙嗦份敵龅膽?yīng)用場合與其他拓?fù)湎啾鹊牧硪粋€重要優(yōu)點就是不需要輸出電感可以節(jié)省體積和成本，提高功率密度。</p><p>　　反激式變換器的隔離變壓器可以看作是耦合電感，主開關(guān)導(dǎo)通時，隔離變壓器

60、儲存能量，由于同名端相反而次級的二極管承受反向電壓不導(dǎo)通，此時負(fù)載由輸出電容供電；主開關(guān)關(guān)斷時，初級繞組開路，次級繞組感應(yīng)電動勢反向，二極管導(dǎo)通，變壓器存儲的能量通過二極管釋放。由變壓器存儲的能量是否全部釋放可將反激式變換器的工作方式分為連續(xù)方式和斷續(xù)方式。工作在連續(xù)方式下，變換器初級輸入電流連續(xù)，每個周期變壓器會殘留一定的能量，這部分能量不能轉(zhuǎn)換到負(fù)載端；工作在斷續(xù)方式下，變換器初級輸入電流斷續(xù)，輸出電壓不僅與占空比有關(guān)，并與負(fù)載電流

61、也有關(guān)，當(dāng)占空比一定時減小負(fù)載電流，輸出電壓會相應(yīng)的升高。這兩種工作方式在控制策略和電路性能上有很大的不同，大多數(shù)小功率級別并需求快速響應(yīng)的應(yīng)用場合，反激式變換器工作在斷續(xù)方式更為合適。</p><p>　　2.1.3 正激式變換器</p><p>　　正激式變換器的結(jié)構(gòu)如圖2.1(c)所示，它是500W以下的中小功率電源應(yīng)用最普遍的一種拓?fù)?，正激式變換器的拓?fù)浜芟馚uck電路，只需用開關(guān)

62、管、變壓器和二極管的組合來代替Buck型變換器中的主開關(guān)即可。正激式變換器也屬于單管隔離式PWM DC-DC變換器，變壓器繞組的同名端是同相位的，即同名端的電壓是同時增大或同時減小的。單端正激變換器的變壓器是單相磁化的，磁芯利用率低；每個周期變壓器必須復(fù)位，否則會發(fā)生變壓器磁芯飽和現(xiàn)象，因此正激變換器必須設(shè)計變壓器復(fù)位電路。</p><p>　　圖 2.1 (a)左圖，Buck變換器拓?fù)?b)中圖，反激式變換器拓

63、撲(c)右圖，正激式變換器拓?fù)?lt;/p><p><b>　　2.2主電路選擇</b></p><p>　　小功率模塊電源的主電路拓?fù)溥x擇，應(yīng)在優(yōu)先考慮體積和變換器效率的基礎(chǔ)上考慮其他的因素，這些因素主要有，</p><p><b>　　輸入電壓的范圍</b></p><p>　　輸入電壓的最小值決定

64、了是否能采用Buck型變換器，當(dāng)輸入電壓小于輸出電壓時，Buck型變換器的主開關(guān)會一直導(dǎo)通，PWM波將跳周，而最大輸出電壓為輸入電壓，不能滿足應(yīng)用的需求；輸入電壓的最大值決定了開關(guān)器件的工作應(yīng)力，我們知道Buck變換器主開關(guān)承受的最大反向電壓為，</p><p>　　反激式變換器主開關(guān)的最大反向電壓為，</p><p>　　正激式變換器主開關(guān)的最大反向電壓為，</p><

65、;p>　　其中為變壓器的初級繞組匝數(shù)，為復(fù)位繞組匝數(shù)。</p><p>　　輸入電壓與輸出電壓的比例</p><p>　　輸入電壓與輸出電壓的比例影響PWM波占空比，不應(yīng)使占空比太小或者太大，避免跳周和不能充分導(dǎo)通或關(guān)斷開關(guān)管的問題；另外正激式變換器由于變壓器磁芯復(fù)位的問題以及工作在斷續(xù)方式的反激式變換器的能量在開關(guān)管關(guān)斷后需全部輸出負(fù)載端，它們的占空比不應(yīng)超過0.5，并需要留有一定

66、的裕值。</p><p>　　是否需要輸入與輸出隔離</p><p>　　如果輸入和輸出需要電氣隔離，則需要采用隔離式變換器。</p><p><b>　　是否有多路負(fù)載</b></p><p>　　應(yīng)用場合需要驅(qū)動多路負(fù)載時，需要采用隔離式變換器，輸入可以通過變壓器與多路輸出耦合，在多路負(fù)載不需要高精度電源驅(qū)動的應(yīng)用場

67、合下，通常是多路輸出為一個主輸出和多路副輸出的組合，主輸出是閉環(huán)控制的故精度較高，副輸出則是開環(huán)的，其精度略低于主輸出；如果變壓器耦合的多路電源輸出不能滿足負(fù)載對精度的需求，則需要設(shè)計多組變換器。由于次級不需要輸出電感，故反激式變換器在多路輸出的場合可以節(jié)省大量的體積。</p><p><b>　　潛在的損耗源</b></p><p>　　正激式變換器通常使用RCD電

68、路作為變壓器的復(fù)位電路，這是一種有損的方式，變壓器在復(fù)位電路的電阻上將能量消耗掉，使磁芯復(fù)位，電阻發(fā)熱較大且降低了電源的效率；在輸出級，正激式變換器需要兩個二極管整流，對于高頻小功率的場合，二極管上的損耗不可忽略，因此正激式變換器較適合中小功率的變換器。反激式變換器和Buck型變換器輸出級只有一個二極管，那么反激式變換器的損耗主要來自于一個主開關(guān)、變壓器的損耗以及整流二極管，而Buck型變換器的損耗主要來自主開關(guān)及續(xù)流二極管。</

69、p><p>　　本文將以如下參數(shù)的DC-DC模塊電源為例，研究軟開關(guān)技術(shù)與同步整流技術(shù)的工作原理以及對模塊電源性能的改善，該模塊電源的基本參數(shù)如下：</p><p>　　輸入：，，額定輸入電壓為</p><p>　　輸出：，，輸出功率：</p><p><b>　　輸出頻率：</b></p><p>

70、　　占空比：D=0.33</p><p>　　可知該模塊電源的為單輸出，輸入電壓是一般電池組或蓄電池的輸入電壓范圍，故開關(guān)管的電壓應(yīng)力不會太大，若設(shè)定電源的輸入電流也相應(yīng)較小，對于這樣的小功率模塊電源參數(shù)，三種拓?fù)涠急容^合適。</p><p>　　正激式變換器潛在的損耗過大，為了使變壓器復(fù)位，必須設(shè)計復(fù)位電路，RCD復(fù)位電路是有損的，雖然可以采用有源鉗位技術(shù)能有效的解決這一問題，但對于正激

71、式變換器整體而言，輸出級有兩個二極管、一個輸出電感和一個輸出電壓，處理同樣的輸出功率，相比反激式變換器，正激式變換器占用的空間要大很多，故電源的效率、功率密度都要小。</p><p>　　反激式變換器輸出不需要電感，但對于單輸出的反激式變換器，這部分體積與其變壓器相比相近，反激式變換器由于其完全不同的兩種工作，使得反饋回路設(shè)計復(fù)雜，且理論上次級不能開路，否則會產(chǎn)生過大的輸出電壓；反激式變換器是恒功率輸出的，其斷續(xù)

72、方式適合于要求恒定電流輸出的應(yīng)用，而連續(xù)方式適合于恒定電壓輸出的應(yīng)用，模塊電源的輸出電壓要求是3.3V的恒定電壓，故應(yīng)采用適合恒定電壓輸出的連續(xù)方式，而因連續(xù)工作方式本身的特性(其傳遞函數(shù)具有右半平面零點)，必須大幅減小誤差放大器帶寬才能使反饋回路穩(wěn)定[10]，并且反激式變換器沒有輸出電感，故輸出電壓的紋波較大，為了減小輸出電壓的紋波，必須增大輸出電容的值，則必須使用較大體積的電容。</p><p>　　相比前兩

73、者，Buck型變換器的設(shè)計簡單，主電路使用的元器件較少，產(chǎn)生損耗的源主要來自于主開關(guān)和續(xù)流二極管。從該模塊電源的參數(shù)看，占空比、輸入電壓范圍以及主開關(guān)可能承受的電壓、電流應(yīng)力將在一個合理范圍內(nèi)，且Buck型變換器的輸出電壓紋波較小，可以控制到很高的精度。市面上有很多針對于小功率模塊電源的集成控制芯片都是基于Buck型拓?fù)涞?，提供了很好的設(shè)計支持，通常驅(qū)動同步整流的Buck型變換器控制芯片能在較高頻率下(如2.4MHz)把電源的效率做到9

74、0%以上甚至95%，這樣有利于減小元器件的損耗，縮小模塊電源的體積，提高電源的功率密度。</p><p><b>　　2.3本章小結(jié)</b></p><p>　　本章分析了小功率模塊電源常用的三種主電路基本拓?fù)涔ぷ鞯幕驹硪约案髯缘膬?yōu)缺點，以一個輸入5到12V、單輸出3.3V/33W的模塊電源參數(shù)為研究的對象，從三種主電路拓?fù)涞奶匦苑治鍪欠襁m用于該應(yīng)用場合，最后確定

75、使用Buck電路作為模塊電源的主電路拓?fù)洹?lt;/p><p>　　第三章Buck型變換器的設(shè)計</p><p>　　Buck型變換器的設(shè)計包括兩部分內(nèi)容，即主電路部分和反饋部分。</p><p>　　主電路部分需要對輸出電感L和輸出電容C兩個主要的元件進(jìn)行計算求值，并選擇與市場上值相近的標(biāo)準(zhǔn)元件。為使Buck型變換器的輸出電感工作在連續(xù)模式，電感的取值依賴于輸出電流

76、的最小值，對于Buck型變換器而言即最小負(fù)載電流；輸出電容的取值由所要求的輸出電壓紋波決定。</p><p>　　反饋部分采用電壓模式，相比于電流模式的反饋回路，電壓模式的設(shè)計簡單，常用于輸出電流較大的應(yīng)用場合，在仿真中采用分立元件組成的誤差放大器實現(xiàn)，針對于閉環(huán)系統(tǒng)的仿真而設(shè)計，維持輸出電壓穩(wěn)定。實際模塊電源設(shè)計中常采用集成PWM控制芯片來實現(xiàn)對電源輸出電壓的反饋控制，這樣可以同時達(dá)到減小模塊電源體積、增強性能

77、、簡化設(shè)計過程等目的，在仿真軟件中通常沒有這一類的控制芯片模型，故本文中對電路性能的仿真分析只能采用由分立元件組成的控制器，只為達(dá)到控制閉環(huán)電路系統(tǒng)穩(wěn)定的目的。一般由分立元件組成的開關(guān)電源反饋回路有2型誤差放大器、3型誤差放大器和PI控制器等，其中2型誤差放大器是針對輸出電容是通常的等效串聯(lián)電阻(Equivalent Series Resistance，ESR)的鋁電解電容而設(shè)計的，3型誤差放大器則是針對零ESR的輸出電容。</p

78、><p>　　開關(guān)器件的選擇，應(yīng)注意適合模塊電源的工作頻率。小功率級別的模塊電源一般采用電壓驅(qū)動型的開關(guān)器件，如IGBT和MOSFET，它們的最小開關(guān)周期是導(dǎo)通延時、導(dǎo)通時間、關(guān)斷延時和關(guān)斷時間的總和。一般IGBT容量較大，能承受的電壓與電流應(yīng)力也相應(yīng)較大，但由于IGBT正常工作頻率僅在幾十kHz的頻率范圍之內(nèi)，不能工作在開關(guān)頻率為幾百kHz的應(yīng)用場合；MOSFET一般容量較小，承受電壓與電流應(yīng)力也相應(yīng)較小，隨著MO

79、SFET元件性能的不斷提升，可穩(wěn)定的工作在幾MHz的高頻下，適合作小功率高頻模塊電源的主開關(guān)器件。</p><p>　　3.1 Buck型變換器主電路設(shè)計</p><p>　　假設(shè)Buck型變換器工作在連續(xù)模式下，即輸出電感的電流連續(xù)。主開關(guān)導(dǎo)通時，續(xù)流二極管關(guān)斷，輸出電感上的電壓為；主開關(guān)關(guān)斷時，續(xù)流二極管導(dǎo)通，輸出電感上的電壓為，則根據(jù)伏秒數(shù)守恒原理，對于輸出電感紋波電流有，</

80、p><p>　　其中為變換器工作周期，為電感電流紋波。由式(3.1)、(3.2)可得輸入輸出電壓比為，</p><p>　　其中D為PWM波占空比，在額定輸入電壓為10V的條件下，有；最小的占空比，最大占空比為。</p><p>　　3.1.1輸出電感的設(shè)計</p><p>　　根據(jù)式(3.3)可推導(dǎo)輸出電感紋波公式如下，</p>

81、<p>　　在Buck變換器中，由于電感接輸出級，則輸出電流與輸出電感電流、輸出電容電流的關(guān)系為，</p><p>　　在一個周期內(nèi)的平均值為零，有，則對于buck變換器，平均輸出電流與平均電感電流相等。在計算臨界電感時，有，并且此時的。那么，輸出電感的臨界值為，</p><p>　　帶入數(shù)值，假設(shè)使電感電流連續(xù)的最小負(fù)載電流為，可得，</p><p>　

82、　取，則輸出電感電流紋波最大值為，</p><p>　　當(dāng)主開關(guān)導(dǎo)通時，主開關(guān)所流過的電流即輸出電感電流，那么主開關(guān)和輸出電感所流過的最大電流為。可以選擇4.7uH/12A的電感作為輸出電感；選用MOSFET作為主開關(guān)，則其最大承受電流應(yīng)高于25A。</p><p>　　3.1.2輸出電容的設(shè)計</p><p>　　對于電容、電感的充放電過程，在一個周期內(nèi)必然是要相

83、等的，且均等于半個周期，那么D必須小于0.5。對于電容，半個周期內(nèi)的充電電流，則，</p><p>　　其中為輸出電壓紋波，即輸出電容上電壓紋波。那么輸出電容的公式為，</p><p>　　帶入數(shù)據(jù)，令輸出電容電壓紋波，可得，</p><p><b>　　取。</b></p><p>　　由于電容與負(fù)載并聯(lián)，則電容紋波即

84、輸出電壓紋波。同時輸出電感L與輸出電容C構(gòu)成一個低通濾波器，決定了輸出濾波器的截止頻率，且決定輸出電壓紋波。</p><p>　　3.2反饋回路的設(shè)計</p><p>　　3.2.1 3型誤差放大器的原理</p><p>　　為在仿真時實現(xiàn)閉環(huán)控制，必須設(shè)計誤差放大器實現(xiàn)對主開關(guān)的PWM控制。仿真中使用分立元件所組成誤差放大器作為誤差信號的反饋，后級接三角波信號發(fā)生

85、器，兩者相比較得到用以驅(qū)動開關(guān)器件的PWM信號。而在實際的應(yīng)用中多采用集成控制芯片，這些集成電路將有更穩(wěn)定的優(yōu)化的控制算法、軟啟動、多路開關(guān)驅(qū)動、體積小、設(shè)計流程簡明等優(yōu)勢。</p><p>　　Buck型變換器的后級輸出可看成是一個LC濾波電路，其增益曲線在轉(zhuǎn)折頻率點以-2的斜率下降，如圖3.1所示。</p><p>　　圖 3.1 Buck型變換器拓?fù)漭敵鯨C濾波器及其增益曲線[10]

86、</p><p>　　大多數(shù)鋁電解電容都含有ESR，許多電容制造的產(chǎn)品目錄表明，此類電容的，因此，使用常規(guī)的鋁電解電容時，減小輸出紋波的方法只能是減小ESR，即增大輸出電容C的值，這樣會增加電容的尺寸，不宜采納[10]。</p><p>　　另外一些電容制造廠商以較大的成本生產(chǎn)出零的鋁電解電容，以滿足輸出電壓紋波較小的應(yīng)用場合。使用這種零ESR電容的電路對設(shè)計反饋回路會造成較大的影響。對于

87、零ESR的電容，LC濾波電路的增益特性曲線在轉(zhuǎn)折頻率后，一直以-2的斜率下降。在期望的穿越頻率點處，誤差放大器的增益仍然要等于LC輸出濾波電路在的相反數(shù)。但是為了系統(tǒng)的開環(huán)增益曲線能以-1斜率穿越點，誤差放大器的增益曲線在頻率的斜率必須為+1。并且，誤差放大器在低頻段有足夠的增益，否則就不能有效的減小工頻下的電網(wǎng)紋波，同時在截止頻率的系統(tǒng)總增益為0，且誤差放大器的增益斜率為+1，此類誤差放大器的增益曲線如圖3.2所示，被稱之為3型誤差放

88、大器，這一命名來自于廣泛使用的維納博爾命名的名稱[10]，其分立元件構(gòu)成的電路如圖3.3所示。</p><p>　　圖 3.2 當(dāng)輸出電容沒有ESR時，其增益曲線一直以-2斜率下降。為了使系統(tǒng)的總開環(huán)增益曲線以-1斜率穿過，要求誤差放大器增益曲線在處的斜率為+1。為了得到上述的誤差放大器增益曲線，在處有兩個零點和在處有兩個極點 [10]</p><p>　　圖 3.3 3型誤差放大器分立元

89、件構(gòu)成的原理圖</p><p>　　3.2.2應(yīng)用PSIM的SmartCtrl組件設(shè)計3型誤差放大器</p><p>　　PSIM軟件中的SmartCtrl組件是電力電子變換器控制部分的設(shè)計工具，它提供了幾乎所有基本變換器拓?fù)淇刂苹芈啡诵曰念A(yù)定義好的接口，其中包括五種直流變換器(Buck，Boost，Buck-Boost，F(xiàn)orward，F(xiàn)lyback)的設(shè)計模型。它提供了簡易的設(shè)計方案

90、，并能夠?qū)С鲈O(shè)計結(jié)果和分立元件組成的控制回路原理圖，應(yīng)用于仿真。以下是使用SmartCtrl組件設(shè)計3型誤差放大器的流程：</p><p><b>　　選擇反饋模式</b></p><p>　　選擇Buck型拓?fù)潆妷耗Ｊ降姆答伝芈吩O(shè)計，如圖3.4所示。</p><p>　　進(jìn)行主電路參數(shù)的設(shè)置</p><p>　　參數(shù)包

91、括輸出電壓、額定輸入電壓、輸出電感、輸出電容、輸出功率和開關(guān)頻率，將模塊電源的輸入電壓(10V)、輸出電壓(3.3V)和輸出功率(33W)以及第三章3.1節(jié)中計算得到的輸出電感(4.7uH)、輸出電容(33uF)參數(shù)、開關(guān)頻率(250kHz)輸入?yún)?shù)設(shè)置表，如圖3.5所示。</p><p>　　更新數(shù)據(jù)之后，工具將自動計算出占空比、平均電感電流、電感電流最大值和最小值以及輸出電流平均值。</p>&

92、lt;p>　　進(jìn)行電阻分壓網(wǎng)絡(luò)設(shè)置</p><p>　　設(shè)置參考電壓并計算增益，如圖3.6所示。這里參考電壓設(shè)置為0.6V。</p><p>　　進(jìn)行3型誤差放大器的設(shè)置</p><p>　　這里可以使用默認(rèn)的參數(shù)，如圖3.7所示。</p><p>　　穿越頻率和相位裕度設(shè)置</p><p>　　設(shè)置穿越頻率為開

93、關(guān)頻率的1/10或者1/20，這里選擇穿越頻率為20kHz，相位裕度為45度，如圖3.8所示。</p><p>　　圖 3.4選擇電壓模式的反饋回路設(shè)計</p><p>　　圖3.5主電路參數(shù)設(shè)置</p><p>　　圖3.6電阻分壓網(wǎng)絡(luò)設(shè)置</p><p>　　圖 3.7 3型誤差放大器設(shè)置</p><p>　　圖3

94、.8穿越頻率和相位裕度的設(shè)置</p><p><b>　　生成參考結(jié)果</b></p><p>　　該參考結(jié)果有LC濾波電路、誤差放大器以及閉環(huán)系統(tǒng)總幅頻曲線(如圖3.9左上)和相頻曲線圖(如圖3.9左下)，并給出輸出電壓的仿真波形(如圖3.9右下)以及3型誤差放大器的每個元件的取值。</p><p><b>　　生成原理圖</

95、b></p><p>　　使用PSIM的SmartCtrl組件完成參數(shù)的設(shè)定并確認(rèn)仿真結(jié)果之后，可以用該組件輸出由分立元件組成的3型誤差放大器的原理圖，如圖3.10所示。</p><p>　　圖 3.9 3型誤差放大器的仿真結(jié)果</p><p>　　圖3.10生成的3型誤差放大器原理圖及其元件參數(shù)</p><p>　　3.2.3 Buc

96、k型變換器的閉環(huán)仿真</p><p>　　以上面生成的3型誤差放大器，對SmartCtrl工具生成的各元件參數(shù)略微地調(diào)整，取接近實際的元件值，將電阻分壓網(wǎng)絡(luò)的電阻值同比例升高以減小回路損耗，同時應(yīng)略降低分壓網(wǎng)絡(luò)電阻之比，這樣得到的輸出電壓平均值略高于3.3V，有益于后接三端穩(wěn)壓器以得到更為精準(zhǔn)的3.3V輸出電壓。將生成的3型誤差放大器與Buck型變換器主電路部分相連接，所得到閉環(huán)控制的Buck型變換器原理圖如圖3

97、.11所示，</p><p>　　圖3.11閉環(huán)控制的Buck型變換器原理圖</p><p>　　設(shè)置好相應(yīng)的參數(shù)，使該變換器工作在額定功率下。使用PSIM軟件進(jìn)行仿真，得到Buck型變換器輸入電流、電壓與輸出電流、電壓仿真結(jié)果如圖3.12所示，主開關(guān)的驅(qū)動信號以及穩(wěn)態(tài)時的電壓、電流波形如圖3.13所示。從圖3.12可知，在額定電壓輸入和額定負(fù)載條件下，輸出電壓和輸出電流分別穩(wěn)定在3.3V

98、和10A左右，閉環(huán)系統(tǒng)在0.15ms后達(dá)到穩(wěn)定，驗證了控制器的穩(wěn)定性。從圖3.13可知，硬開關(guān)PWM電路的主開關(guān)在開關(guān)過程中電壓與電流形成交疊，產(chǎn)生損耗。</p><p>　　仿真結(jié)果，電路在穩(wěn)態(tài)時的數(shù)據(jù)為：</p><p>　　輸出電壓：平均值3.336V，峰值3.350V</p><p>　　輸出電流：平均值10.11A，即電感電流平均值為10.11A，峰值為1

99、0.15A</p><p>　　輸入電流：平均值3.05A，峰值10.72A。</p><p>　　主開關(guān)應(yīng)力：電壓峰值10.72V，電流峰值10.72A</p><p>　　圖3.12仿真結(jié)果(a)上圖為輸入電壓、電流波形(b)下圖為輸出電壓、電流波形</p><p>　　圖表3.13主開關(guān)的驅(qū)動信號以及穩(wěn)態(tài)時的電壓、電流波形</p&

100、gt;<p><b>　　3.3本章小結(jié)</b></p><p>　　本章主要分析了Buck型變換器主電路和反饋回路的設(shè)計方法。分別對模塊電源主電路中的電感和電容進(jìn)行了計算選值，使用PSIM軟件中的SmartCtrl組件對由3型誤差放大器組成的反饋回路進(jìn)行了設(shè)計，最后組合主電路與反饋回路構(gòu)成閉環(huán)系統(tǒng)，使用PSIM軟件仿真驗證系統(tǒng)穩(wěn)定性與主開關(guān)的電流、電壓應(yīng)力。</p>

101、;<p>　　第四章軟開關(guān)電路的分析、設(shè)計與仿真</p><p>　　開關(guān)電源的主要發(fā)展方向之一是提高開關(guān)頻率，正如前文所說，提高開關(guān)頻率可以減小變換器中變壓器、電感、電容等無源器件的體積和重量，從而提高開關(guān)電源的功率密度。</p><p>　　提高開關(guān)頻率的同時開關(guān)器件因硬開關(guān)而產(chǎn)生的交疊損耗以及由開關(guān)器件的寄生參數(shù)引起的di/dt和dv/dt問題亦隨之惡化，這些問題限制

102、了開關(guān)頻率的提高，降低了電源的效率，增加了EMI濾波器的設(shè)計成本，并占用模塊電源的體積，且開關(guān)器件因增加的開關(guān)損耗而溫度升高，惡化模塊電源的工作環(huán)境，必須增大散熱片的面積以改善模塊電源的散熱條件，直接影響模塊電源功率密度的提升。</p><p>　　為了解決高頻化導(dǎo)致的開關(guān)器件開關(guān)過程與傳導(dǎo)過程惡化的問題，需要在主電路中引入必要的輔助電路，以緩解開關(guān)器件開通、關(guān)斷時的di/dt和dv/dt問題，減小開關(guān)過程的交疊

103、損耗等。這類輔助電路可以分為吸收電路和軟開關(guān)電路。其中吸收電路可分為無損吸收電路和有損吸收電路，通常起到軟化開關(guān)過程，減小開關(guān)器件導(dǎo)通時dv/dt過大產(chǎn)生的電流峰值和關(guān)斷時因di/dt過大產(chǎn)生的電壓峰值，降低了電流和電壓的變化斜率；軟開關(guān)電路從發(fā)展歷程上可分為全諧振變換器、準(zhǔn)諧振變換器、零開關(guān)變換器和零轉(zhuǎn)移變換器，軟開關(guān)電路通常利用電路諧振，使開關(guān)器件在零電壓的條件下導(dǎo)通或零電流的條件下關(guān)斷，開關(guān)過程中電壓與電流沒有形成交疊，理論上使開

104、關(guān)器件的交疊損耗被降至為零，從而大大減小了與開關(guān)頻率同比例增長的交疊損耗。由于主開關(guān)器件采用MOSFET，而MOSFET具有較大的寄生電容，關(guān)斷時在外電壓作用下寄生電容將充電，如果在導(dǎo)通時不把這些電荷釋放掉，就會消耗在器件內(nèi)部，導(dǎo)致容性開通損耗[11][12]。為了減小這種損耗，MOSFET適合采用零電壓導(dǎo)通的方式，即在MOSFET導(dǎo)通前使器件承受的電壓下降到零，這樣的軟開關(guān)電路類型有ZVS</p><p>　　

105、另外，小功率模塊電源輸出低電壓時(如輸出電壓為3.3V)，而主電路輸出級用于整流或續(xù)流的二極管通常有0.4V到0.7V的壓降，占了輸出電壓的10~20%，其內(nèi)阻相對較大，開關(guān)頻率升高時，每個周期導(dǎo)通的次數(shù)增多，相應(yīng)的傳導(dǎo)損耗也隨之升高，這對于模塊電源的整體效率提高是不利的。采用內(nèi)阻較低的MOSFET替代整流二極管或續(xù)流二極管，并使開關(guān)過程與主開關(guān)保持同步，可以知道主電路中的MOSFET管傳導(dǎo)損耗低，電容、電感等無源器件幾乎不產(chǎn)生損耗，故