畢業(yè)設計---高功率密度小功率dc-dc模塊電源的研究

1、<p>　題 目高功率密度小功率DC-DC</p><p>　模塊電源的研究</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　近年來開關電源產(chǎn)業(yè)發(fā)展迅速，開關電源技術在消費電子類電源、通訊領域電源和工業(yè)領域電源中得到了廣泛的應用，人們對電源高頻化、小型化、輕量化、模塊化等需求也隨之提高，大力推動了開關電源技術的迅

2、速發(fā)展。</p><p>　　本文主要研究高功率密度小功率DC-DC模塊電源拓撲以及提高模塊電源功率密度、能量轉換效率的方法。通過提高開關頻率，減小模塊電源無源器件的體積，同時應用軟開關技術、同步整流技術減小開關器件的損耗，提高電源效率，以減小散熱片的面積，進一步提高電源的功率密度。本文采用Powersim公司的PSIM軟件做仿真研究，相比于其他的電力電子仿真軟件，其具有仿真速度快、功能模塊齊全且可配置性強、容易

3、上手等優(yōu)點。</p><p>　　文中首先對三種常用于小功率開關電源主電路拓撲的基本工作原理和各自的優(yōu)缺點進行了分析，最后確定以Buck型變換器作為模塊電源的主電路拓撲。</p><p>　　其次，以一個輸入5~12V、輸出3.3V/33W并工作在250kHz的高頻模塊電源為目標，對Buck型拓撲主電路以及反饋回路進行分析與設計，計算選擇相應的元件參數(shù)，應用PSIM軟件的SmartCtrl

4、組件對反饋回路的3型誤差放大器進行設計，并通過仿真驗證系統(tǒng)的閉環(huán)穩(wěn)定性，分析主開關的電壓、電流應力，以此作為之后設計的軟開關電路性能分析的基礎。</p><p>　　再次，針對模塊電源高頻化帶來的“硬開關”損耗高、開關器件工作環(huán)境惡劣等問題，引入了組合吸收電路、Buck型ZVS-PWM電路以及應用同步整流技術的Buck型ZVS-PWM電路，文中分析了它們的工作原理，并在之前設計的Buck型變換器的基礎上對上述三種

5、軟開關電路的主電路和控制策略進行了設計。通過仿真驗證了這三種軟開關電路的引入在保證主電路穩(wěn)定性能的基礎上，分別從一定程度上改善了開關器件的工作應力；Buck型ZVS-PWM電路提供了主開關零電壓導通條件，減小了主開關導通時的交疊損耗，很大程度上提高了模塊電源的效率；同步整流技術的應用則減小了電路中的傳導損耗，進一步提高了效率，使電源的效率達到90%以上。</p><p>　　最后，總結全文所做的工作，指出研究中的

6、不足以及下一步的工作。</p><p>　　關鍵詞：開關電源 功率密度 模塊電源 軟開關 同步整流 PSIM</p><p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　In recent years, with the rapid development of the switching mode power supply in

7、dustry, the switching mode power supply technology has been widely used in the field of the consumer electronics, communications, industrial power supplies, the demand for high-frequency, smaller, lightweight, and modula

8、r, strongly pushes the development of the switching mode power supply technology.</p><p>　　This paper mainly studies the high power density and low power DC-DC module power supply topology and the method to

9、improve the power density of power module, as well as the energy conversion efficiency. By increasing the switching frequency, we can reduce the size of passive device in the power module. While the application of soft s

10、witch technology, synchronous rectification technique reduces the loss of the switch device, improves the efficiency, and reduces the use of heat sink, further impr</p><p>　　First, analyzed three basic topol

11、ogy of switching power supply circuits commonly used in low power level and discussed their advantages and disadvantages, then determined the Buck converter as main circuit topology of the power module.</p><p&

12、gt;　　Second, use an input 12V, output 3.3V/33W and work in the high-frequency of 250kHz module power as example, analyzed and designed the main circuit of Buck topology and the feedback loop, calculation and select the a

13、ppropriate device parameters, then used the SmartCtrl component of PSIM to design the feedback loop, and through the closed-loop stability of the simulation system, analyzed the main switch voltage and current stress, as

14、 the basis of analysis of the performance of the followed soft-sw</p><p>　　Again, the “hard switching” for high-frequency power module costs high losses and worsen the working conditions of switching devices

15、. This paper introduced a combination of snubber circuit, the Buck-type ZVS-PWM circuit and Buck ZVS-PWM circuit with SR to solve these problems, and analyzed how they work, then designed them based on previous Buck conv

16、erter and the control strategy of these three soft-switching circuits. The simulation results of these soft-switching circuits show that, on the bas</p><p>　　Finally, concluded the full essay, and pointed ou

17、t the lack of research as well as the next step.</p><p>　　KEY WORDS switching mode power supply, power density, module power supply, soft-switching, synchronous rectifier, PSIM</p><p><b>

18、　　第一章緒論</b></p><p>　　1.1開關電源的發(fā)展趨勢</p><p>　　開關電源基于現(xiàn)代電力電子技術、控制技術以及器件制造技術等，通過控制電路中半導體電力開關器件的通斷比，維持穩(wěn)定的輸出電壓、電流或者恒定功率的一種電源，因電源電路中的半導體電力開關器件始終以開關方式工作而得名；它相比于線性調壓器，具有體積小、重量輕、輸入輸出范圍廣、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定

19、等優(yōu)點。隨著半導體電力開關器件的制造技術、工藝水平的提高及其關鍵技術的不斷發(fā)展，開關電源技術在過去30年中取得了飛速的發(fā)展。第一代標準化開關電源誕生于20世紀70年代初。20世紀80年代后期，開關電源的成本和控制電路問題等技術難關被攻克后，其已迅速成長為電源中的主流產(chǎn)品。</p><p>　　開關電源正處于快速發(fā)展階段，以下是當前開關電源領域的幾個重要發(fā)展方向：</p><p>　　高頻化

20、、小型化、輕量化</p><p>　　開關電源的體積、重量主要由電路中的無源元件(如脈沖變壓器、電感和電容等)決定，因此開關電源的小型化實質上就是盡可能減小這些無源元件的體積。為了提高模塊電源的功率密度，必須提高電源工作的開關頻率，從而減小電路中無源元件的體積和重量。同樣功率的變換器，開關頻率越高，每個開關周期儲存、傳輸?shù)哪芰縿t可以越小，從而可以減小電感和電容等得參數(shù)，選擇較小尺寸的元件。</p>

21、<p><b>　　高可靠性與高效率</b></p><p>　　開關電源使用較少的元器件，因此具有高可靠性。電容、光電耦合器、開關管以及其他輔助電路等器件的壽命決定了開關電源的壽命，因此盡可能減少電源中的元器件，提高集成度，降低開關器件的環(huán)境應力，有利于提高電源的可靠性。高頻化是開關電源發(fā)展的必然趨勢，然而提高開關頻率的同時增加了開關損耗，降低了電源效率，并同時擴大了電磁干擾、噪

22、聲提高等問題。應用軟開關技術，將成為開關電源的發(fā)展方向，采用軟開關技術可以將開關電源的轉換效率提高到80~90%。美國的VICOR開關電源公司設計制造了多種ECZ軟開關直流變換器，其最大輸出功率有800W、600W、300W等，相應的功率密度為101.60W/cm3、160.38W/cm3、278.56W/cm3，效率為80~90%；日本Nemic-Lambda公司推出的一種采用軟開關技術的高頻開關電源模塊RM系列，開關頻率為200~3

23、00kHz，功率密度為442.45W/cm3，同時應用同步整流技術使整個電路效率提高到90%以上。</p><p><b>　　模塊化</b></p><p>　　模塊化是開關電源發(fā)展的總體趨勢，在電源集成技術的發(fā)展進程中，已經(jīng)經(jīng)歷了電力半導體器件模塊化，功率與控制電路的集成化，集成無源元件(包括磁集成技術)等發(fā)展階段。近年的發(fā)展方向即將小功率電源系統(tǒng)整合在一塊集成電

24、路上，使電源產(chǎn)品功率密度更高，體積更小，散熱片面積更小，減小引線長度，同時也減小了寄生參數(shù)，在一定程度上了抑制了EMI的傳導，減少EMI濾波器的設計工作。因此，實現(xiàn)了電源電路中所有元器件連同控制部分和保護部分都集成在一個模塊中。而針對開關電源運行噪聲大這一缺點，若單獨追求高頻化，其噪聲也必將隨著增大，應用軟開關技術，在理論上可實現(xiàn)高頻化又可降低開關噪聲；另外，雖然每年都有大量新穎的電路拓撲被提出，但應用于實際仍存在著諸多技術問題，故仍需

25、在這一領域開展大量的工作，使這些技術得到實用化。</p><p>　　當前模塊電源的主要分為DC/DC，DC/AC，AC/DC三種，其中DC/DC模塊占據(jù)了絕大部分的市場份額，隨著我國通訊、電力系統(tǒng)以及個人數(shù)字產(chǎn)品的快速發(fā)展，模塊電源的應用越來越廣。從輸出功率來看，DC/DC模塊電源產(chǎn)品可在毫瓦到數(shù)百瓦之間；從開關頻率與模塊電源轉換效率看，當前凌力爾特(Linear Technology)公司制造了門類寬泛、具有

26、同步和異步內(nèi)部開關的高性能降壓型開關穩(wěn)壓器產(chǎn)品線，這些穩(wěn)壓器提供了2.25V至30V的典型輸入電壓能力、4MHz的開關頻率以及 96% 的高效運作，這些芯片的應用，使得模塊電源的設計過程更加簡單，僅需針對穩(wěn)壓器設計小部分外圍分立元件即可，縮短了設計周期。</p><p>　　模塊電源應用廣泛，在航空航天、機車艦船、軍工兵器、發(fā)電配電、郵電通信、冶金礦山、自動控制、家用電器、儀器儀表和科研實驗等社會生產(chǎn)和生活的各個

27、領域，尤其是在高可靠和高技術領域發(fā)揮重要作用。</p><p><b>　　1.2功率密度</b></p><p>　　功率密度(Power Density)是指單元體積內(nèi)的功率大小?？疾靻喂?jié)電池、燃料電池、電機等，或者是電源單元或相近的能量轉換裝置，以瓦每立方米(W/cm3)為單位。功率密度對于空間緊湊的場合下是設備的一個重要參數(shù)。</p><p

28、>　　提高模塊電源的功率密度，讓電源產(chǎn)品小型化、輕量化，是模塊電源設計者不斷努力追求的目標，例如便攜式設備的電源設計(如智能手機，平板電腦等)，在增大設備續(xù)航時間、提高電源的驅動能力的同時使設備小型化、輕量化，是產(chǎn)品贏得市場青睞的重要手段。</p><p>　　提高模塊電源產(chǎn)品的功率密度，有以下三種方式：</p><p>　　一是采用先進的電路拓撲和功率變換技術，提高模塊電源的工作頻

29、率；</p><p>　　二是減小模塊電源產(chǎn)品的各部件體積并采用緊湊型工藝結構；</p><p>　　三是改進模塊電源產(chǎn)品的熱設計，提供半導體電力開關器件良好的工作條件。提高開關頻率以提高電源的功率密度，不可避免的要采取措施抑制電路的損耗，故必須提高電源的轉換效率，改善器件工作條件，否則增加的輔助電路以及散熱片等元器件所占的面積是得不償失的。</p><p>　　1

30、.3模塊電源的關鍵技術</p><p>　　1.3.1開關電源高頻化</p><p>　　提高模塊電源的功率密度，使電源小型化，最主要的方法就是提高模塊電源的開關頻率來減小無源元件的體積和重量。傳輸同樣的能量，提高模塊電源的工作頻率，則每個周期傳輸?shù)哪芰繉p小，這樣則可以減小儲存和傳輸能量器件的值，反映在實物上則是可以使用體積較小的濾波電容、濾波電感和開關變壓器，從而減小模塊電源的體積。&

31、lt;/p><p>　　1.3.2軟開關技術與同步整流技術</p><p>　　對于傳統(tǒng)的PWM變換器，開關器件通常工作在硬開關狀態(tài)，當開關頻率達到1MHz以上時，開關損耗就會變得很嚴重，需要更大的散熱器，這將會抵消由于開關頻率提高帶來的無源元件體積的減小。硬開關(Hard Switching)是指開關器件工作在硬開關狀態(tài)，由于開關器件不是理想器件，在導通時開關管的電壓必然有一個下降的時間，同

32、時它的電流也將經(jīng)歷一個上升時間達到負載電流，在這段時間里，電壓和電流波形交疊，產(chǎn)生損耗，稱之為導通損耗(Turn-on Loss)。同理，在開關器件關斷的時候，電流波形與電壓波形同樣存在交疊，稱為關斷損耗(Turn-off Loss)。在一定條件下，每個周期開關器件的導通、關斷損耗是一定的，隨著開關頻率的升高，總的開關損耗隨之升高，電源的效率就降低，同時隨著損耗的增加，器件的工作溫度將升高，需要更大的散熱器。</p>&l

33、t;p>　　在開關過程中，開關器件承受的di/dt或du/dt較大，由于電路中寄生電感、電容的存在，使開關器件因承受過高的電壓或過大的電流(或稱為開關浪涌，Switching Surge)而損壞[1] ，同時產(chǎn)生大的電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)。</p><p>　　工作在較高的開關頻率，功率MOSFET器件輸出電容的充放電造成的開通損耗是開關損耗的主要部分。

34、一只漏源極電容為100pF的功率MOSFET器件，當它以1MHz的開關頻率工作于500V電壓時，其開通損耗為，即12.5W。如果以開關頻率提高到5MHz時，則開通損耗增加至62.5W[2]。</p><p>　　開關損耗與電磁干擾問題隨著開關頻率的提高而嚴重，制約了開關電源的高頻化，同時也限制了電源的體積，制約電源功率密度的提高。由此有必要引入輔助電路，軟化開關過程，減小開關導通和關斷過程的交疊損耗，以及使用傳導

35、阻抗更小的器件，以減小其傳導損耗。開關電源領域解決這一類問題的主流技術有：</p><p><b>　　軟開關技術</b></p><p>　　在研究和討論開關電路時，如果不是明確的指出是軟開關，一般都是指硬開關而言的。由于“硬開關”電路的不足，引入軟開關技術。軟開關技術是使功率變換器實現(xiàn)高頻化的重要技術之一，它利用諧振的原理, 使開關器件中的電壓或電流按照正弦或準正

36、弦規(guī)律變化。當開關器件電流過零時器件關斷(或使電壓降為零時器件開通)，從而減少開關損耗。應用軟開關技術，能緩解硬開關導致的嚴重損耗、容性開通、感性關斷、二極管反向恢復以及EMI 等問題。</p><p>　　根據(jù)軟開關技術發(fā)展的歷程可以將軟開關電路分成全諧振型變換器(Resonant Converters)、準諧振變換器(Quasi-Resonant Converters，QRC)、零開關PWM變換器(Zero

37、Switching PWM Converters)和零轉換PWM變換器(Zero Transition PWM Converters)[3]。</p><p>　　以零電壓開關準諧振變換器(Zero-Voltage-Switching Quasi-Resonant Converter, ZVS-QRC)為例，主電路圖如圖1.1所示。由諧振電感、諧振電容和續(xù)流二極管組成諧振網(wǎng)絡；假設輸出電感足夠大，則輸出電流為恒定

38、值，當主開關由導通轉向關斷后，諧振電容充電到，此時續(xù)流二極管導通，諧振電容與諧振電感發(fā)生諧振，電容諧振電壓過零點后并反向，為主開關零電壓導通提供條件。這種電路的諧振過程與負載電流有關，因此主開關隨負載的變化可能承受較大的電壓應力，其次零電壓準諧振電路由脈沖頻率控制，較寬的頻率變化范圍給電力變壓器的優(yōu)化、輸入/輸出濾波器的設計以及控制回路的設計帶來難度，另外零電壓準諧振電路，會因諧振電感和續(xù)流二極管的結電容產(chǎn)生寄生振蕩，增加開關噪聲并可能

39、導致反饋回路不穩(wěn)定[4]。</p><p>　　在準諧振變換器的基礎上，增加一個輔助開關，就可以得到零開關PWM變換器。零開關PWM變換器優(yōu)于準諧振變換器最重要的一點就是，這種電路可以采用恒定頻率的控制方式，即PWM控制。零開關PWM變換器可分為零電流開關PWM變換器(Zero-Current-Switching PWM Converters，ZCS-PWM)和零電壓開關PWM變換器(Zero-Voltage-S

40、witching PWM Converters，ZVS-PWM)兩類，輔助電路分為為主開關提供零電流關斷和零電壓導通的條件。以Buck型ZVS-PWM變換器為例，如圖1.2所示，這種電路與ZVS-QRC電路主開關實現(xiàn)零電壓打通的條件完全相同，開關器件和諧振電容、諧振電感的電壓、電流應力完全一樣，同時在Buck型ZVS-PWM變換其中，輔助開關也實現(xiàn)了零電壓導通[4]。然而零開關PWM變換器的開關器件通常電壓、電流應力很大，因此一般也應用

41、在小功率、低電壓、而且對體積和重量要求十分嚴格的場合，比如宇航電源和程控交換器的DC-DC電源模塊[5][6]。</p><p>　　在準諧振變換器中，諧振電感和諧振電容在參與能量轉換的全過程，因諧振的過程導致開關器件上的電壓、電流應力較大。在ZVS-PWM和ZCS-PWM變換器中，諧振元件不是一直工作，但諧振電感與主電路回路串聯(lián)，其損耗較大，同時零開關PWM電路與準諧振電路具有相同的諧振原理[4]，故開關器件和

42、諧振電容、諧振電感的電壓應力和電流應力與準諧振變換器一致。為了克服這些缺陷，引入了零轉換PWM變換器的概念，這類變換器的特點是：采用PWM控制方式，實現(xiàn)恒定頻率的控制；輔助電路僅在主開關動作時工作，其他時候不工作，因此減小了輔助電路的損耗；輔助電路不是串聯(lián)在主電路回路中，而是與主電路回路并聯(lián)，這樣也減小了輔助電路的損耗；輔助電路的工作不會增加開關器件的電壓和電流應力，主開關的電壓和電流應力很小，基本與去除輔助電路時的變換器電壓、電流應力

43、相等，這是與零開關PWM電路最根本的區(qū)別[5][6][7][8]，這也使得零轉換PWM變換器在大功率場合得到廣泛應用。零電壓轉換PWM變換器(Zero-Voltage-Transition PWM Converters，ZVT-PWM)如圖1.3所示。</p><p>　　圖1.1 Buck型全波零電壓準諧振變換器</p><p>　　圖1.2 Buck型ZVS-PWM變換器</p&

44、gt;<p>　　圖1.3 Buck型ZVT-PWM變換器</p><p><b>　　同步整流技術</b></p><p>　　同步整流(Synchronous Rectification，簡稱SR)是在20世紀末問世的。它是采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET取代整流二極管以降低整流損耗的一項新技術，能顯著提高開關電源在低電壓、大電流輸出時的效率。

45、高頻DC/DC PWM開關變換器的輸出通常采用功率整流二極管進行整流，開關變換器對整流二極管管的要求：正向壓降小，反向漏電流小，反向恢復時間短等。比較適合的功率整流二極管有PN結雙極二極管、快速恢復二極管、超快速恢復二極管、肖特基二極管。對于低壓大電流輸出的開關電源，為進一步提高其效率，采用傳導阻抗小的MOSFET作為整流器，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流，減小電路中的傳導損耗，提高變換器效率

46、[9]。在Buck型變換器的基礎上，應用同步整流技術，如圖1.4中電路所示，為主開關管，為同步整流管。導通時起，關斷；關斷時，導通起續(xù)流作用，替代續(xù)流二極管，故同步整流管的功率損耗主要包括、的傳導損耗及柵極驅動損耗。</p><p>　　圖1.4應用同步整流的Buck型變換器原理圖</p><p>　　1.4本課題研究的目的和內(nèi)容</p><p>　　1.4.1本課

47、題研究的主要目的</p><p>　　本文對高功率密度小功率DC-DC模塊電源進行了研究和設計，這些研究是基于提高模塊電源的開關頻率，達到提高開關電源的功率密度的目的，即開關電源高頻化。同時應用開關電源領域主流的技術以解決高頻化后引起的開關損耗升高、開關器件應力升高等問題。大多關于應用軟開關技術、同步整流技術的文章[5][6][7][8]都以原理性的介紹為主，很少提及控制策略的設計和電路的仿真方法，本文主要研究如

48、何應用軟開關技術和同步整流技術，以及分析這些軟開關電路拓撲的性能，如提高模塊電源的能量轉換效率、減小模塊電源整體損耗、改變開關器件的工作狀況等，同時設計相應的控制策略，通過軟件仿真來驗證所設計的軟開關電路拓撲性能。</p><p>　　1.4.2本課題研究的主要內(nèi)容</p><p>　　本課題以設計一個輸出功率為33W，輸入電壓/輸出電壓為10V/3.3V，開關頻率為250kHz的高功率密

49、度模塊電源為目標，研究了小功率低電壓輸出的模塊電源常用的幾種主電路基本拓撲，并經(jīng)過分析，選用了Buck型變換器作為模塊電源的主電路基本拓撲。在主電路拓撲為Buck型變換器的基礎上研究了組合吸收電路、ZVS-PWM電路以及應用同步整流技術的ZVS-PWM電路三種軟開關電路，對它們的主電路與控制策略進行了設計，最后通過仿真驗證并分析三種軟開關電路的性能。</p><p>　　本文所做的主要工作包括以下內(nèi)容：</

50、p><p>　　分析小功率低電壓輸出的模塊電源常用基本拓撲；</p><p>　　Buck變換器的設計與電路主要器件參數(shù)的計算；</p><p>　　分析3型誤差放大器原理，并使用PSIM軟件中SmartCtrl組件對Buck型拓撲的反饋回路進行設計；</p><p>　　組合吸收電路的主電路與控制策略的設計、仿真以及各項數(shù)據(jù)比較與分析；<

51、/p><p>　　Buck型ZVS-PWM電路的主電路與控制策略的設計、仿真以及各項數(shù)據(jù)比較與分析；</p><p>　　應用同步整流技術于Buck型ZVS-PWM電路，分析應用同步整流技術提高電路的效率原理，并通過仿真驗證。</p><p><b>　　1.5本文結構</b></p><p>　　本文內(nèi)容的安排如下：<

52、;/p><p>　　第一章：本章分析了開關電源的發(fā)展趨勢和功率密度的定義，提出以高頻化提高開關模塊電源的功率密度的一般方法以及高頻化帶來的問題、解決這些問題的主流技術，介紹了本課題的主要目標和作者的主要工作；</p><p>　　第二章：本章分析了常用的小功率模塊電源的主電路基本拓撲，并以一個目標模塊電源作為本文研究的對象，進行了拓撲選擇的分析；</p><p>　　第

53、三章：本章以第二章所提出的目標模塊電源參數(shù)為基礎，分析了Buck型變換器主電路的設計方法，計算了相關的元件參數(shù)，應用PSIM軟件中的SmartCtrl組建設計反饋回路，并仿真驗證其穩(wěn)定性；</p><p>　　第四章：本章對幾種軟開關拓撲進行了分析和設計，應用于模塊電源主電路拓撲，以實現(xiàn)軟化開關過程、提高電源效率的目的，并使用PSIM軟件對各種電路進行仿真、分析和驗證；</p><p>　

54、　第五章：總結全文，并針對當前所做工作的不足進行了分析，并指出下一步的工作方向。</p><p>　　第二章小功率模塊電源主電路基本拓撲</p><p>　　小功率級別的模塊電源輸出功率可以是從幾毫瓦到幾十瓦，輸入電壓源可以是蓄電池組，也可以是大功率模塊電源的輸出。隨著數(shù)字設備的快速發(fā)展，模塊電源在低壓輸出的場合廣泛應用，通?？梢灾苯淤N在印刷電路板上，為以專用集成電路、數(shù)字信號處理器、微

55、處理器、存儲器、現(xiàn)場可編程邏輯陣列等數(shù)字或者模擬集成芯片為負載供電的模塊電源，要求的輸出電壓是相對較低的，對于一個低功耗的微處理器而言，其電壓源輸入只需要3.3V甚至更低。對于低電壓輸出小功率模塊電源，主電路拓撲選擇降壓型變換器(Buck Converter)、正激式變換器(Forward Converter)和反激式變換器(Flyback Converter)更為合理。</p><p>　　2.1小功率模塊電源

56、基本拓撲的分析</p><p>　　2.1.1 降壓型變換器</p><p>　　降壓型變換器，即Buck型變換器，是一種輸出直流電壓小于輸入主流電壓的單管非隔離式PWM DC-DC變換器，它是一種開關電源基本的拓撲結構，其輸入與輸出共地，主電路由主開關、續(xù)流二極管、一個輸出電容和一個輸出電感組成，結構簡單，如圖2.1(a)所示。</p><p>　　采用Buck型

57、變換器，輸入電壓必須高于輸出電壓，但輸出電壓與輸入電壓的比值不應太大或大小，太大或太小的占空比不利于Buck變換器的設計與實現(xiàn)，太大的占空比可能導致跳周，而太小的占空比可能導致開關器件不能充分導通或關斷；在實際應用中，多數(shù)集成PWM控制芯片的輸出占空比是有一定上下限的。Buck型變換器中采用普通二極管續(xù)流，其傳導電阻大，此時電路的損耗很大，故采用傳導電阻較小的MOSFET代替普通續(xù)流二極管，即采用同步整流技術，可以解決傳導損耗影響整體效

58、率的問題，應用針對于同步整流的Buck型設計的PWM控制芯片，其效率可高達90%以上。</p><p>　　由于Buck型變換器屬于非隔離式變換器，因此沒有變壓器做輸入和輸出的電氣隔離，可以節(jié)省體積，但通常僅適用于單輸出的應用場合。</p><p>　　2.1.2 反激式變換器</p><p>　　反激式變換器的結構如圖2.1(b)所示，廣泛應用于高壓和離線供電電源

59、，通常在低輸入電壓時最大輸出功率為50W。它是一種單管隔離式PWM DC-DC變換器，是一種恒功率輸出的開關變換器。反激式變換器不需要輸出電感，因此它與其他開關變換器拓撲相比由于對輸出電壓跟蹤性能更好而具有很大的吸引力，而對于多路輸出的應用場合與其他拓撲相比的另一個重要優(yōu)點就是不需要輸出電感可以節(jié)省體積和成本，提高功率密度。</p><p>　　反激式變換器的隔離變壓器可以看作是耦合電感，主開關導通時，隔離變壓器

60、儲存能量，由于同名端相反而次級的二極管承受反向電壓不導通，此時負載由輸出電容供電；主開關關斷時，初級繞組開路，次級繞組感應電動勢反向，二極管導通，變壓器存儲的能量通過二極管釋放。由變壓器存儲的能量是否全部釋放可將反激式變換器的工作方式分為連續(xù)方式和斷續(xù)方式。工作在連續(xù)方式下，變換器初級輸入電流連續(xù)，每個周期變壓器會殘留一定的能量，這部分能量不能轉換到負載端；工作在斷續(xù)方式下，變換器初級輸入電流斷續(xù)，輸出電壓不僅與占空比有關，并與負載電流

61、也有關，當占空比一定時減小負載電流，輸出電壓會相應的升高。這兩種工作方式在控制策略和電路性能上有很大的不同，大多數(shù)小功率級別并需求快速響應的應用場合，反激式變換器工作在斷續(xù)方式更為合適。</p><p>　　2.1.3 正激式變換器</p><p>　　正激式變換器的結構如圖2.1(c)所示，它是500W以下的中小功率電源應用最普遍的一種拓撲，正激式變換器的拓撲很像Buck電路，只需用開關

62、管、變壓器和二極管的組合來代替Buck型變換器中的主開關即可。正激式變換器也屬于單管隔離式PWM DC-DC變換器，變壓器繞組的同名端是同相位的，即同名端的電壓是同時增大或同時減小的。單端正激變換器的變壓器是單相磁化的，磁芯利用率低；每個周期變壓器必須復位，否則會發(fā)生變壓器磁芯飽和現(xiàn)象，因此正激變換器必須設計變壓器復位電路。</p><p>　　圖 2.1 (a)左圖，Buck變換器拓撲(b)中圖，反激式變換器拓

63、撲(c)右圖，正激式變換器拓撲</p><p><b>　　2.2主電路選擇</b></p><p>　　小功率模塊電源的主電路拓撲選擇，應在優(yōu)先考慮體積和變換器效率的基礎上考慮其他的因素，這些因素主要有，</p><p><b>　　輸入電壓的范圍</b></p><p>　　輸入電壓的最小值決定

64、了是否能采用Buck型變換器，當輸入電壓小于輸出電壓時，Buck型變換器的主開關會一直導通，PWM波將跳周，而最大輸出電壓為輸入電壓，不能滿足應用的需求；輸入電壓的最大值決定了開關器件的工作應力，我們知道Buck變換器主開關承受的最大反向電壓為，</p><p>　　反激式變換器主開關的最大反向電壓為，</p><p>　　正激式變換器主開關的最大反向電壓為，</p><

65、;p>　　其中為變壓器的初級繞組匝數(shù)，為復位繞組匝數(shù)。</p><p>　　輸入電壓與輸出電壓的比例</p><p>　　輸入電壓與輸出電壓的比例影響PWM波占空比，不應使占空比太小或者太大，避免跳周和不能充分導通或關斷開關管的問題；另外正激式變換器由于變壓器磁芯復位的問題以及工作在斷續(xù)方式的反激式變換器的能量在開關管關斷后需全部輸出負載端，它們的占空比不應超過0.5，并需要留有一定

66、的裕值。</p><p>　　是否需要輸入與輸出隔離</p><p>　　如果輸入和輸出需要電氣隔離，則需要采用隔離式變換器。</p><p><b>　　是否有多路負載</b></p><p>　　應用場合需要驅動多路負載時，需要采用隔離式變換器，輸入可以通過變壓器與多路輸出耦合，在多路負載不需要高精度電源驅動的應用場

67、合下，通常是多路輸出為一個主輸出和多路副輸出的組合，主輸出是閉環(huán)控制的故精度較高，副輸出則是開環(huán)的，其精度略低于主輸出；如果變壓器耦合的多路電源輸出不能滿足負載對精度的需求，則需要設計多組變換器。由于次級不需要輸出電感，故反激式變換器在多路輸出的場合可以節(jié)省大量的體積。</p><p><b>　　潛在的損耗源</b></p><p>　　正激式變換器通常使用RCD電

68、路作為變壓器的復位電路，這是一種有損的方式，變壓器在復位電路的電阻上將能量消耗掉，使磁芯復位，電阻發(fā)熱較大且降低了電源的效率；在輸出級，正激式變換器需要兩個二極管整流，對于高頻小功率的場合，二極管上的損耗不可忽略，因此正激式變換器較適合中小功率的變換器。反激式變換器和Buck型變換器輸出級只有一個二極管，那么反激式變換器的損耗主要來自于一個主開關、變壓器的損耗以及整流二極管，而Buck型變換器的損耗主要來自主開關及續(xù)流二極管。</

69、p><p>　　本文將以如下參數(shù)的DC-DC模塊電源為例，研究軟開關技術與同步整流技術的工作原理以及對模塊電源性能的改善，該模塊電源的基本參數(shù)如下：</p><p>　　輸入：，，額定輸入電壓為</p><p>　　輸出：，，輸出功率：</p><p><b>　　輸出頻率：</b></p><p>

70、　　占空比：D=0.33</p><p>　　可知該模塊電源的為單輸出，輸入電壓是一般電池組或蓄電池的輸入電壓范圍，故開關管的電壓應力不會太大，若設定電源的輸入電流也相應較小，對于這樣的小功率模塊電源參數(shù)，三種拓撲都比較合適。</p><p>　　正激式變換器潛在的損耗過大，為了使變壓器復位，必須設計復位電路，RCD復位電路是有損的，雖然可以采用有源鉗位技術能有效的解決這一問題，但對于正激

71、式變換器整體而言，輸出級有兩個二極管、一個輸出電感和一個輸出電壓，處理同樣的輸出功率，相比反激式變換器，正激式變換器占用的空間要大很多，故電源的效率、功率密度都要小。</p><p>　　反激式變換器輸出不需要電感，但對于單輸出的反激式變換器，這部分體積與其變壓器相比相近，反激式變換器由于其完全不同的兩種工作，使得反饋回路設計復雜，且理論上次級不能開路，否則會產(chǎn)生過大的輸出電壓；反激式變換器是恒功率輸出的，其斷續(xù)

72、方式適合于要求恒定電流輸出的應用，而連續(xù)方式適合于恒定電壓輸出的應用，模塊電源的輸出電壓要求是3.3V的恒定電壓，故應采用適合恒定電壓輸出的連續(xù)方式，而因連續(xù)工作方式本身的特性(其傳遞函數(shù)具有右半平面零點)，必須大幅減小誤差放大器帶寬才能使反饋回路穩(wěn)定[10]，并且反激式變換器沒有輸出電感，故輸出電壓的紋波較大，為了減小輸出電壓的紋波，必須增大輸出電容的值，則必須使用較大體積的電容。</p><p>　　相比前兩

73、者，Buck型變換器的設計簡單，主電路使用的元器件較少，產(chǎn)生損耗的源主要來自于主開關和續(xù)流二極管。從該模塊電源的參數(shù)看，占空比、輸入電壓范圍以及主開關可能承受的電壓、電流應力將在一個合理范圍內(nèi)，且Buck型變換器的輸出電壓紋波較小，可以控制到很高的精度。市面上有很多針對于小功率模塊電源的集成控制芯片都是基于Buck型拓撲的，提供了很好的設計支持，通常驅動同步整流的Buck型變換器控制芯片能在較高頻率下(如2.4MHz)把電源的效率做到9

74、0%以上甚至95%，這樣有利于減小元器件的損耗，縮小模塊電源的體積，提高電源的功率密度。</p><p><b>　　2.3本章小結</b></p><p>　　本章分析了小功率模塊電源常用的三種主電路基本拓撲工作的基本原理以及各自的優(yōu)缺點，以一個輸入5到12V、單輸出3.3V/33W的模塊電源參數(shù)為研究的對象，從三種主電路拓撲的特性分析是否適用于該應用場合，最后確定

75、使用Buck電路作為模塊電源的主電路拓撲。</p><p>　　第三章Buck型變換器的設計</p><p>　　Buck型變換器的設計包括兩部分內(nèi)容，即主電路部分和反饋部分。</p><p>　　主電路部分需要對輸出電感L和輸出電容C兩個主要的元件進行計算求值，并選擇與市場上值相近的標準元件。為使Buck型變換器的輸出電感工作在連續(xù)模式，電感的取值依賴于輸出電流

76、的最小值，對于Buck型變換器而言即最小負載電流；輸出電容的取值由所要求的輸出電壓紋波決定。</p><p>　　反饋部分采用電壓模式，相比于電流模式的反饋回路，電壓模式的設計簡單，常用于輸出電流較大的應用場合，在仿真中采用分立元件組成的誤差放大器實現(xiàn)，針對于閉環(huán)系統(tǒng)的仿真而設計，維持輸出電壓穩(wěn)定。實際模塊電源設計中常采用集成PWM控制芯片來實現(xiàn)對電源輸出電壓的反饋控制，這樣可以同時達到減小模塊電源體積、增強性能

77、、簡化設計過程等目的，在仿真軟件中通常沒有這一類的控制芯片模型，故本文中對電路性能的仿真分析只能采用由分立元件組成的控制器，只為達到控制閉環(huán)電路系統(tǒng)穩(wěn)定的目的。一般由分立元件組成的開關電源反饋回路有2型誤差放大器、3型誤差放大器和PI控制器等，其中2型誤差放大器是針對輸出電容是通常的等效串聯(lián)電阻(Equivalent Series Resistance，ESR)的鋁電解電容而設計的，3型誤差放大器則是針對零ESR的輸出電容。</p

78、><p>　　開關器件的選擇，應注意適合模塊電源的工作頻率。小功率級別的模塊電源一般采用電壓驅動型的開關器件，如IGBT和MOSFET，它們的最小開關周期是導通延時、導通時間、關斷延時和關斷時間的總和。一般IGBT容量較大，能承受的電壓與電流應力也相應較大，但由于IGBT正常工作頻率僅在幾十kHz的頻率范圍之內(nèi)，不能工作在開關頻率為幾百kHz的應用場合；MOSFET一般容量較小，承受電壓與電流應力也相應較小，隨著MO

79、SFET元件性能的不斷提升，可穩(wěn)定的工作在幾MHz的高頻下，適合作小功率高頻模塊電源的主開關器件。</p><p>　　3.1 Buck型變換器主電路設計</p><p>　　假設Buck型變換器工作在連續(xù)模式下，即輸出電感的電流連續(xù)。主開關導通時，續(xù)流二極管關斷，輸出電感上的電壓為；主開關關斷時，續(xù)流二極管導通，輸出電感上的電壓為，則根據(jù)伏秒數(shù)守恒原理，對于輸出電感紋波電流有，</

80、p><p>　　其中為變換器工作周期，為電感電流紋波。由式(3.1)、(3.2)可得輸入輸出電壓比為，</p><p>　　其中D為PWM波占空比，在額定輸入電壓為10V的條件下，有；最小的占空比，最大占空比為。</p><p>　　3.1.1輸出電感的設計</p><p>　　根據(jù)式(3.3)可推導輸出電感紋波公式如下，</p>

81、<p>　　在Buck變換器中，由于電感接輸出級，則輸出電流與輸出電感電流、輸出電容電流的關系為，</p><p>　　在一個周期內(nèi)的平均值為零，有，則對于buck變換器，平均輸出電流與平均電感電流相等。在計算臨界電感時，有，并且此時的。那么，輸出電感的臨界值為，</p><p>　　帶入數(shù)值，假設使電感電流連續(xù)的最小負載電流為，可得，</p><p>　

82、　取，則輸出電感電流紋波最大值為，</p><p>　　當主開關導通時，主開關所流過的電流即輸出電感電流，那么主開關和輸出電感所流過的最大電流為?？梢赃x擇4.7uH/12A的電感作為輸出電感；選用MOSFET作為主開關，則其最大承受電流應高于25A。</p><p>　　3.1.2輸出電容的設計</p><p>　　對于電容、電感的充放電過程，在一個周期內(nèi)必然是要相

83、等的，且均等于半個周期，那么D必須小于0.5。對于電容，半個周期內(nèi)的充電電流，則，</p><p>　　其中為輸出電壓紋波，即輸出電容上電壓紋波。那么輸出電容的公式為，</p><p>　　帶入數(shù)據(jù)，令輸出電容電壓紋波，可得，</p><p><b>　　取。</b></p><p>　　由于電容與負載并聯(lián)，則電容紋波即

84、輸出電壓紋波。同時輸出電感L與輸出電容C構成一個低通濾波器，決定了輸出濾波器的截止頻率，且決定輸出電壓紋波。</p><p>　　3.2反饋回路的設計</p><p>　　3.2.1 3型誤差放大器的原理</p><p>　　為在仿真時實現(xiàn)閉環(huán)控制，必須設計誤差放大器實現(xiàn)對主開關的PWM控制。仿真中使用分立元件所組成誤差放大器作為誤差信號的反饋，后級接三角波信號發(fā)生

85、器，兩者相比較得到用以驅動開關器件的PWM信號。而在實際的應用中多采用集成控制芯片，這些集成電路將有更穩(wěn)定的優(yōu)化的控制算法、軟啟動、多路開關驅動、體積小、設計流程簡明等優(yōu)勢。</p><p>　　Buck型變換器的后級輸出可看成是一個LC濾波電路，其增益曲線在轉折頻率點以-2的斜率下降，如圖3.1所示。</p><p>　　圖 3.1 Buck型變換器拓撲輸出LC濾波器及其增益曲線[10]

86、</p><p>　　大多數(shù)鋁電解電容都含有ESR，許多電容制造的產(chǎn)品目錄表明，此類電容的，因此，使用常規(guī)的鋁電解電容時，減小輸出紋波的方法只能是減小ESR，即增大輸出電容C的值，這樣會增加電容的尺寸，不宜采納[10]。</p><p>　　另外一些電容制造廠商以較大的成本生產(chǎn)出零的鋁電解電容，以滿足輸出電壓紋波較小的應用場合。使用這種零ESR電容的電路對設計反饋回路會造成較大的影響。對于

87、零ESR的電容，LC濾波電路的增益特性曲線在轉折頻率后，一直以-2的斜率下降。在期望的穿越頻率點處，誤差放大器的增益仍然要等于LC輸出濾波電路在的相反數(shù)。但是為了系統(tǒng)的開環(huán)增益曲線能以-1斜率穿越點，誤差放大器的增益曲線在頻率的斜率必須為+1。并且，誤差放大器在低頻段有足夠的增益，否則就不能有效的減小工頻下的電網(wǎng)紋波，同時在截止頻率的系統(tǒng)總增益為0，且誤差放大器的增益斜率為+1，此類誤差放大器的增益曲線如圖3.2所示，被稱之為3型誤差放

88、大器，這一命名來自于廣泛使用的維納博爾命名的名稱[10]，其分立元件構成的電路如圖3.3所示。</p><p>　　圖 3.2 當輸出電容沒有ESR時，其增益曲線一直以-2斜率下降。為了使系統(tǒng)的總開環(huán)增益曲線以-1斜率穿過，要求誤差放大器增益曲線在處的斜率為+1。為了得到上述的誤差放大器增益曲線，在處有兩個零點和在處有兩個極點 [10]</p><p>　　圖 3.3 3型誤差放大器分立元

89、件構成的原理圖</p><p>　　3.2.2應用PSIM的SmartCtrl組件設計3型誤差放大器</p><p>　　PSIM軟件中的SmartCtrl組件是電力電子變換器控制部分的設計工具，它提供了幾乎所有基本變換器拓撲控制回路人性化的預定義好的接口，其中包括五種直流變換器(Buck，Boost，Buck-Boost，F(xiàn)orward，F(xiàn)lyback)的設計模型。它提供了簡易的設計方案

90、，并能夠導出設計結果和分立元件組成的控制回路原理圖，應用于仿真。以下是使用SmartCtrl組件設計3型誤差放大器的流程：</p><p><b>　　選擇反饋模式</b></p><p>　　選擇Buck型拓撲電壓模式的反饋回路設計，如圖3.4所示。</p><p>　　進行主電路參數(shù)的設置</p><p>　　參數(shù)包

91、括輸出電壓、額定輸入電壓、輸出電感、輸出電容、輸出功率和開關頻率，將模塊電源的輸入電壓(10V)、輸出電壓(3.3V)和輸出功率(33W)以及第三章3.1節(jié)中計算得到的輸出電感(4.7uH)、輸出電容(33uF)參數(shù)、開關頻率(250kHz)輸入?yún)?shù)設置表，如圖3.5所示。</p><p>　　更新數(shù)據(jù)之后，工具將自動計算出占空比、平均電感電流、電感電流最大值和最小值以及輸出電流平均值。</p>&

92、lt;p>　　進行電阻分壓網(wǎng)絡設置</p><p>　　設置參考電壓并計算增益，如圖3.6所示。這里參考電壓設置為0.6V。</p><p>　　進行3型誤差放大器的設置</p><p>　　這里可以使用默認的參數(shù)，如圖3.7所示。</p><p>　　穿越頻率和相位裕度設置</p><p>　　設置穿越頻率為開

93、關頻率的1/10或者1/20，這里選擇穿越頻率為20kHz，相位裕度為45度，如圖3.8所示。</p><p>　　圖 3.4選擇電壓模式的反饋回路設計</p><p>　　圖3.5主電路參數(shù)設置</p><p>　　圖3.6電阻分壓網(wǎng)絡設置</p><p>　　圖 3.7 3型誤差放大器設置</p><p>　　圖3

94、.8穿越頻率和相位裕度的設置</p><p><b>　　生成參考結果</b></p><p>　　該參考結果有LC濾波電路、誤差放大器以及閉環(huán)系統(tǒng)總幅頻曲線(如圖3.9左上)和相頻曲線圖(如圖3.9左下)，并給出輸出電壓的仿真波形(如圖3.9右下)以及3型誤差放大器的每個元件的取值。</p><p><b>　　生成原理圖</

95、b></p><p>　　使用PSIM的SmartCtrl組件完成參數(shù)的設定并確認仿真結果之后，可以用該組件輸出由分立元件組成的3型誤差放大器的原理圖，如圖3.10所示。</p><p>　　圖 3.9 3型誤差放大器的仿真結果</p><p>　　圖3.10生成的3型誤差放大器原理圖及其元件參數(shù)</p><p>　　3.2.3 Buc

96、k型變換器的閉環(huán)仿真</p><p>　　以上面生成的3型誤差放大器，對SmartCtrl工具生成的各元件參數(shù)略微地調整，取接近實際的元件值，將電阻分壓網(wǎng)絡的電阻值同比例升高以減小回路損耗，同時應略降低分壓網(wǎng)絡電阻之比，這樣得到的輸出電壓平均值略高于3.3V，有益于后接三端穩(wěn)壓器以得到更為精準的3.3V輸出電壓。將生成的3型誤差放大器與Buck型變換器主電路部分相連接，所得到閉環(huán)控制的Buck型變換器原理圖如圖3

97、.11所示，</p><p>　　圖3.11閉環(huán)控制的Buck型變換器原理圖</p><p>　　設置好相應的參數(shù)，使該變換器工作在額定功率下。使用PSIM軟件進行仿真，得到Buck型變換器輸入電流、電壓與輸出電流、電壓仿真結果如圖3.12所示，主開關的驅動信號以及穩(wěn)態(tài)時的電壓、電流波形如圖3.13所示。從圖3.12可知，在額定電壓輸入和額定負載條件下，輸出電壓和輸出電流分別穩(wěn)定在3.3V

98、和10A左右，閉環(huán)系統(tǒng)在0.15ms后達到穩(wěn)定，驗證了控制器的穩(wěn)定性。從圖3.13可知，硬開關PWM電路的主開關在開關過程中電壓與電流形成交疊，產(chǎn)生損耗。</p><p>　　仿真結果，電路在穩(wěn)態(tài)時的數(shù)據(jù)為：</p><p>　　輸出電壓：平均值3.336V，峰值3.350V</p><p>　　輸出電流：平均值10.11A，即電感電流平均值為10.11A，峰值為1

99、0.15A</p><p>　　輸入電流：平均值3.05A，峰值10.72A。</p><p>　　主開關應力：電壓峰值10.72V，電流峰值10.72A</p><p>　　圖3.12仿真結果(a)上圖為輸入電壓、電流波形(b)下圖為輸出電壓、電流波形</p><p>　　圖表3.13主開關的驅動信號以及穩(wěn)態(tài)時的電壓、電流波形</p&

100、gt;<p><b>　　3.3本章小結</b></p><p>　　本章主要分析了Buck型變換器主電路和反饋回路的設計方法。分別對模塊電源主電路中的電感和電容進行了計算選值，使用PSIM軟件中的SmartCtrl組件對由3型誤差放大器組成的反饋回路進行了設計，最后組合主電路與反饋回路構成閉環(huán)系統(tǒng)，使用PSIM軟件仿真驗證系統(tǒng)穩(wěn)定性與主開關的電流、電壓應力。</p>

101、;<p>　　第四章軟開關電路的分析、設計與仿真</p><p>　　開關電源的主要發(fā)展方向之一是提高開關頻率，正如前文所說，提高開關頻率可以減小變換器中變壓器、電感、電容等無源器件的體積和重量，從而提高開關電源的功率密度。</p><p>　　提高開關頻率的同時開關器件因硬開關而產(chǎn)生的交疊損耗以及由開關器件的寄生參數(shù)引起的di/dt和dv/dt問題亦隨之惡化，這些問題限制

102、了開關頻率的提高，降低了電源的效率，增加了EMI濾波器的設計成本，并占用模塊電源的體積，且開關器件因增加的開關損耗而溫度升高，惡化模塊電源的工作環(huán)境，必須增大散熱片的面積以改善模塊電源的散熱條件，直接影響模塊電源功率密度的提升。</p><p>　　為了解決高頻化導致的開關器件開關過程與傳導過程惡化的問題，需要在主電路中引入必要的輔助電路，以緩解開關器件開通、關斷時的di/dt和dv/dt問題，減小開關過程的交疊

103、損耗等。這類輔助電路可以分為吸收電路和軟開關電路。其中吸收電路可分為無損吸收電路和有損吸收電路，通常起到軟化開關過程，減小開關器件導通時dv/dt過大產(chǎn)生的電流峰值和關斷時因di/dt過大產(chǎn)生的電壓峰值，降低了電流和電壓的變化斜率；軟開關電路從發(fā)展歷程上可分為全諧振變換器、準諧振變換器、零開關變換器和零轉移變換器，軟開關電路通常利用電路諧振，使開關器件在零電壓的條件下導通或零電流的條件下關斷，開關過程中電壓與電流沒有形成交疊，理論上使開

104、關器件的交疊損耗被降至為零，從而大大減小了與開關頻率同比例增長的交疊損耗。由于主開關器件采用MOSFET，而MOSFET具有較大的寄生電容，關斷時在外電壓作用下寄生電容將充電，如果在導通時不把這些電荷釋放掉，就會消耗在器件內(nèi)部，導致容性開通損耗[11][12]。為了減小這種損耗，MOSFET適合采用零電壓導通的方式，即在MOSFET導通前使器件承受的電壓下降到零，這樣的軟開關電路類型有ZVS</p><p>　　

105、另外，小功率模塊電源輸出低電壓時(如輸出電壓為3.3V)，而主電路輸出級用于整流或續(xù)流的二極管通常有0.4V到0.7V的壓降，占了輸出電壓的10~20%，其內(nèi)阻相對較大，開關頻率升高時，每個周期導通的次數(shù)增多，相應的傳導損耗也隨之升高，這對于模塊電源的整體效率提高是不利的。采用內(nèi)阻較低的MOSFET替代整流二極管或續(xù)流二極管，并使開關過程與主開關保持同步，可以知道主電路中的MOSFET管傳導損耗低，電容、電感等無源器件幾乎不產(chǎn)生損耗，故