基于boost結構的dc-dc轉換器建模與仿真——畢業(yè)論文

1、<p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　目錄1</b></p><p><b>　　摘要1</b></p><p>　　Abstract2</p><p><b>　　1 緒論3</b></p><

2、;p>　　1.1 開關電源概論3</p><p>　　1.2 DC-DC轉換器的基本手段和分類3</p><p>　　1.3 DC-DC轉換器主回路使用的元件及其特性4</p><p>　　1.3.1 開關的特性4</p><p>　　1.3.2 電感的特性4</p><p>　　1.3.3 電容的特性

3、4</p><p>　　1.4 開關電源技術的發(fā)展4</p><p>　　1.5 論文的主要內容及章節(jié)安排6</p><p>　　2 BOOST轉換器的基本工作原理7</p><p>　　2.1 BOOST轉換器的電路拓撲結構及工作原理7</p><p>　　2.1.1 電路拓撲結構7</p>

4、<p>　　2.1.2 工作原理7</p><p>　　2.2 BOOST轉換器的工作模式分析8</p><p>　　2.2.1 Boost轉換器電感電流連續(xù)工作模式9</p><p>　　2.2.2 Boost轉換器電感電流斷續(xù)工作模式11</p><p>　　2.2.3 電感電流連續(xù)的臨界條件12</p>

5、<p>　　2.2.4 Boost轉換器工作模式的特性比較13</p><p>　　3 BOOST轉換器的建模與仿真14</p><p>　　3.1 BOOST轉換器主電路的建模14</p><p>　　3.2 BOOST系統(tǒng)的傳遞函數(shù)15</p><p>　　3.2.1 Boost電路的傳遞函數(shù)15</p>

6、;<p>　　3.2.2 PWM比較器的傳遞函數(shù)16</p><p>　　3.2.3 調節(jié)器的傳遞函數(shù)17</p><p>　　3.3 BOOST轉換器的參數(shù)設計17</p><p>　　3.4 BOOST轉換器的電路原理仿真18</p><p>　　3.4.1 建立仿真模型18</p><p>

7、;　　3.4.2 仿真結果與分析19</p><p>　　4 BOOST轉換器的控制與仿真21</p><p>　　4.1 BOOST轉換器的控制技術21</p><p>　　4.1.1 Boost轉換器的控制技術比較21</p><p>　　4.1.2 控制技術的選擇22</p><p>　　4.2 BOO

8、ST轉換器的控制模式的選取22</p><p>　　4.3 BOOST轉換器的控制算法的分析23</p><p>　　4.3.1 比例積分控制(PI)的分析23</p><p>　　4.3.2 比例積分微分控制(PID)的分析24</p><p>　　4.4 BOOST轉換器的控制算法仿真25</p><p>

9、;　　4.4.1 PI控制算法的仿真25</p><p>　　4.4.2 PID控制算法的仿真26</p><p>　　4.4.3仿真結果的比較與分析27</p><p>　　5 全文總結及展望28</p><p><b>　　參考文獻29</b></p><p>　　附錄1：BOOS

10、T轉換器仿真模型30</p><p>　　附錄2：BOOST轉換器仿真波形(輸入30V)31</p><p>　　附錄3：BOOST轉換器仿真波形(輸入45V)32</p><p><b>　　致 謝33</b></p><p><b>　　摘要</b></p><p&

11、gt;　　進入21世紀，隨著電力電子技術的迅猛發(fā)展，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。本論文主要研究的內容是開關電源的BOOST型DC-DC轉換器，完成其建模與仿真。</p><p>　　本論文首先就BOOST型DC-DC轉換器的結構及工作原理進行了具體的闡述，并分析了轉換器的兩種工作模式：電感電流連續(xù)工作模式(CCM)和電感電流斷續(xù)工作模式(DCM)。根據設計要求，本論文選擇了CC

12、M工作模式。此次設計利用狀態(tài)空間平均法構建BOOST轉換器的狀態(tài)平均模型，得到BOOST轉換器的傳遞函數(shù)。文中還介紹了轉換器的各種控制方法，轉換器的控制方式選擇的是目前應用在開關電源中最為廣泛的一種控制方式—PWM控制方式，控制模式選擇的是電壓模式控制，控制器的算法選擇的是PI/PID算法。在matlab中完成BOOST型轉換器的電路以及控制算法的仿真，根據仿真的結果來評判整個設計的效果。仿真結果表明，電路功能和性能指標已經達到設計要求

13、。</p><p>　　關鍵詞：BOOST轉換器；CCM；狀態(tài)空間平均法；電壓模式控制 </p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　With the rapid development of electronic technology in 21st century, it makes the switch p

14、ower technology in constant innovation, and it provides a wide development space for the Switch power supply. This paper is mainly about BOOST DC-DC converter of the switch power supply, including its modeling and simula

15、tion.</p><p>　　This thesis firstly introduced the structure and the working principle of BOOST DC-DC converter, and analyzed the two work model of convert: Continuous Current Mode (CCM) and Discontinuous Cur

16、rent Mode (DCM). According to the design requirements, this thesis chose the CCM work patterns. This design used the state space average method to construct the state aver- age model of BOOST converter, then get the tran

17、sfer function of BOOST converter. This paper also introduced various control methods. In</p><p>　　Keywords : BOOST converter；CCM； state space average method；Voltage mode control</p><p><b>

18、　　1 緒論</b></p><p>　　1.1 開關電源概論</p><p>　　隨著電力電子技術的高速發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關

19、電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義[1] [2]。</p><p>　　廣義的說，凡是用半導

20、體功率器件作為開關，將一種電源形態(tài)轉變成為另一種形態(tài)的主電路都叫做開關變換器電路；轉變時用自動控制閉環(huán)穩(wěn)定輸出并有保護環(huán)節(jié)則稱為開關電源(Switching Power Supply)?，F(xiàn)代開關電源分為直流開關電源和交流開關電源兩類，前者輸出質量較高的直流電，后者輸出質量較高的交流電。開關電源的核心是電力電子變換器。電力電子變換器是應用電力電子器件將一種電能轉變?yōu)榱硪环N或多種形式電能的裝置，按轉換電能的種類，可以分為四個類型：(1)直流

21、-直流(DC-DC)變換器，它是將一種直流電能轉換成另一種或多種直流電能的變換器，是直流開關電源的主要部件；(2)逆變器(DC-AC)，是將直流電轉化為交流電的電能變換器，是交流開關電源和不問斷電源UPS的主要部件；(3)整流器(AC-DC)，是將交流電轉換為直流電的電能變換器；(4)交流-交流直接變頻器(AC-AC)，是將一種頻率的交流電直接轉換為另一種恒定頻率或可變頻率的交流電，或是將變頻交流電直接轉換為恒頻交流電的電能變換器[1]

22、。這四類變換器可以是單向變換的，也可以是雙向變換的。隨著近年來人們對便攜式設備的廣泛應用，DC-DC</p><p>　　1.2 DC-DC轉換器的基本手段和分類</p><p>　　把直流電壓變換為另一數(shù)值的直流電壓最簡單辦法是串聯(lián)一個電阻，這樣不涉及變頻的問題，顯得很簡單，但是效率低。用一個半導體功率器件作為開關，使帶有濾波器(L或/和C)的負載線路和直流電壓一會兒接通，一會兒斷開，則

23、負載上也得到另一個直流電壓，這就是DC-DC的基本手段，類似于“斬波” (Chop)作用。</p><p>　　DC-DC可分為PWM式、諧振式和他們的結合式。每一種方式中從輸入與輸出之間是否有變壓器隔離，可以分為有隔離，無隔離兩類。每一類中又有六種拓撲：Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic和Zeat。</p><p>　　以上是從電路拓撲來分類，還有從其他角度、

24、特征來分類的。例如，若按激勵形式不同，可分為自激式和他激式兩種。自激式包括單管式變換器和推挽式變換器兩種。他激式包括調頻、調寬、調幅、諧振等幾種。目前應用較廣的是調寬型(PWM),它包括正激式、反激式、半橋式和全橋式。諧振式中有串聯(lián)諧振、并聯(lián)諧振、串并聯(lián)諧振等線路；按諧振式的開關什么時候接通來分，又可分為零電流開關和零電壓開關等[2]。</p><p>　　1.3 DC-DC轉換器主回路使用的元件及其特性<

25、/p><p>　　1.3.1 開關的特性</p><p>　　無論哪一種DC-DC轉換器，主回路使用的元件只是電子開關、電感、電容。電子開關只有快速地開通、快速地關斷這兩種狀態(tài)，并且快速地進行轉換。只有快速，狀態(tài)轉換引起的損耗才小。目前使用的電子開關多是雙極型晶體管、功率場效應管，逐漸普及的有IGBT管，還有各種特性較好的新式的大功率開關元件。</p><p>　　1.

26、3.2 電感的特性</p><p>　　電感是開關電源中常用的元件，由于它的電流、電壓相位不同，因此理論損耗為零。電感常為儲能元件，也常與電容公用在輸入濾波器和輸出濾波器上，用于平滑電流，也稱它為扼流圈。其特點是流過其上的電流有“很大的慣性” 。換句話說，由于“磁通連續(xù)”性，電感上的電流必須是連續(xù)的，否則將會產生很大的電壓尖峰波[3]。電感值的不同對紋波電流有顯著影響。</p><p>　

27、　1.3.3 電容的特性</p><p>　　電容是開關電源中常用的元件，它與電感一樣也是儲存電能和傳遞電能的元件，但對頻率的特性卻剛好相反。應用上，主要是吸收紋波，具有平滑電壓波形的作用。實際的電容并不是理想元件。電容器由于有介質、接點與引出線，形成一個等效串聯(lián)電阻(ESR)[3]。這種等效串聯(lián)電阻對開關電源中小信號反饋控制以及輸出紋波的抑制都有著不可忽略的影響。另外電容等效電路上有一個串聯(lián)的電感，有時在分析電

28、容器的濾波效果時也是要考慮的。電容器的選擇，除了考慮有效值以外還要考慮紋波電壓、耐壓以及溫度特性的要求。</p><p>　　1.4 開關電源技術的發(fā)展</p><p>　　進入21世紀，半導體工藝水平的飛速發(fā)展，開關電源技術將有更為廣大的發(fā)展空間。</p><p>　　可以預見，碳化硅將是21世紀最可能成功應用的新型功率半導體器件材料，碳化硅的優(yōu)點是：禁帶寬、工作

29、溫度高、通態(tài)電阻小、導熱性能好、漏電流極小、PN結耐壓高等等。</p><p>　　隨著開關電源的高頻化，在低頻下可以忽略的某些寄生參數(shù)，在高頻下將對某些電路性能(如開關尖峰能量、噪聲水平等)產生重要影響。尤其是磁元件的渦流、漏電感、繞組交流電阻和分布電容等，在低頻和高頻下的表現(xiàn)有很大不同。對高頻磁性材料有如下要求：損耗小、散熱性能好、磁性能優(yōu)越。適用于兆赫級頻率的磁性材料為人們所關注。研究將鐵氧體或其他薄膜材料

30、高密度集成在硅片上?；蚬璨牧霞稍阼F氧體上，是一種磁電混合集成技術。磁電混合集成還包括利用電感箔式繞組層間分布電容實現(xiàn)磁元件與電容混合集成等。</p><p>　　功率因數(shù)校正AC-DC開關變換技術也在發(fā)展，一般高功率因數(shù)AC-DC電源由兩級組成：在DC-DC變換器前加一級前置功率因數(shù)校正器，至少需要兩個主開關管和兩套控制驅動電路。這樣對于小功率開關電源說，總體功率低，成本高。</p><p&

31、gt;　　高頻開關電源的電磁兼容研究也具有很重要的意義，高頻開關電源的電磁兼容問題有特殊性。通常，它涉及到開關過程產生的di/dt和du/dt，引起強大的傳導性電磁干擾和諧波干擾。同時，開關電源內部的控制電路必須能承受主電路及工業(yè)應用現(xiàn)場電磁噪聲的干擾。由于其特殊性，專門針對開關電源的電磁兼容研究工作目前還處于起始階段。在電磁兼容領域，存在著許多交叉學科的前沿課題有待人們研究。如：傳導干擾與輻射干擾建模；開關電源電磁兼容性(EMC)優(yōu)化

32、設計；大功率開關電源EMC測量方法等[4]。</p><p>　　新型電容器的開發(fā)同樣是十分的重要。研究開發(fā)適合于功率電源系統(tǒng)用的新型電容器和超級大電容。要求電容量大、等效串聯(lián)電阻小、體積小等。</p><p>　　數(shù)據處理系統(tǒng)的速度和效率日益提高，新一代微處理器的邏輯電壓低達1．1～1．8V，而電流達50～100A。這類設備對DC-DC變換器模塊提出的要求是：輸出電壓很低以提供微處理器的

33、低邏輯電壓；輸出電流大以驅動其他設備；電流變化率高；響應快等[4]。</p><p>　　近年來，筆記本電腦、手機、數(shù)碼相機、MP3、MP4、PDA等便攜式設備快速發(fā)展，已經逐漸成為人們生活中所必須的一部分。電源是這類設備最容易出問題的部分。新型便攜式消費電子設備的功能越來越多，但同時用戶又希望它的工作時間越來越長，如何提高DC-DC芯片的效率，降低系統(tǒng)功耗，延長電池壽命是目前最熱門的課題之一[4]。同時，這類設

34、備的尺寸體積不斷減小，發(fā)展小型化輕型電源也是尤為重要。</p><p>　　隨著開關電源設計的不斷復雜化，對其進行精確仿真變得越來越困難。為仿真開關電源，首先要進行仿真建模。仿真模型中應包括電力電子器件、變換器電路，磁元件和磁場分布模型，電路分布參數(shù)模型，還要考慮開關管的熱模型、可靠性模型和EMC模型[4]。各種模型差別很大，因此建模并不容易。此外，開關電源的熱測試、可靠性測試等技術的開發(fā)研究也是應大力發(fā)展的。&

35、lt;/p><p>　　1.5 論文的主要內容及章節(jié)安排</p><p>　　本論文的主要內容是設計滿足要求的基于boost結構的DC-DC轉換器，建立boost結構的DC\DC轉換器的數(shù)學模型和適當?shù)目刂颇Ｐ?，并對設計的電路和控制算法進行仿真，對不同的控制方法進行比較，選擇最合適的控制方式。</p><p>　　論文全文分為五個章節(jié)。第一章簡要介紹了開關電源的概念和發(fā)

36、展趨勢以及DC-DC變換器的基本手段和分類，同時給出了論文的主要內容和章節(jié)安排。第二章主要介紹BOOST型DC-DC轉換器的基本工作原理，并分析了轉換器的兩種工作模式：CCM模式和DCM模式，并根據設計的具體要求選擇了CCM工作模式。第三章主要是根據DC-DC變換器的原理，利用狀態(tài)空間平均法建立轉換器的主電路模型，獲得轉換器的傳遞函數(shù)。再根據設計的技術指標，計算出電路元件的參數(shù)，在matlab中完成電路模型的仿真。第四章主要進行BOOS

37、T型轉換器控制方法的分析與選擇，轉換器的控制方式選擇的是PWM控制方式，控制模式選擇的是電壓模式控制，控制器的算法選擇的是PI/PID算法，最后在matlab中對兩種控制算法進行仿真比較。第五章總結本文的主要內容并展望開關電源技術的發(fā)展前景。</p><p>　　2 BOOST轉換器工作原理分析</p><p>　　2.1 BOOST轉換器的電路拓撲結構及工作原理</p>&

38、lt;p>　　2.1.1 電路拓撲結構</p><p>　　BOOST型DC-DC轉換器的拓撲結構如圖2-1所示，由可控開關V、電感L、電容C、二極管VD和電阻負載R組成。</p><p>　　圖2-1 BOOST型DC-DC轉換器的拓撲結構</p><p>　　2.1.2 工作原理</p><p>　　為分析穩(wěn)態(tài)特性，簡化推導公式的過

39、程，特作如下幾點假設：</p><p>　?、?開關晶體管、二極管均是理想元件，也就是可以快速地“導通”和“截止”，而且導通時壓降為零，截止時漏電流為零。</p><p>　　② 電感、電容都是理想元件。電感工作在線性區(qū)而未飽和，寄生電阻為零，電容的等效串聯(lián)電阻為零。</p><p>　?、?輸出電壓中的紋波電壓和輸出電壓的比值小到忽略。</p>&l

40、t;p>　　當可控開關V處于通態(tài)時，電源E向電感L充電，充電電流基本恒定為I1 ,同時電容C上的電壓向負載R供電。因C值很大，基本保持輸出電壓uo不變，記為Uo 。設V處于通態(tài)的時間為ton ，此階段電感L上積蓄的能量為EI1ton 。當V處于斷態(tài)時，E和L共同向電容C充電并向負載R提供能量。設V處于斷態(tài)的時間為toff ，則在此期間電感L釋放的能量為(Uo-E) I1toff 。當電路工作在穩(wěn)態(tài)時，一個周期T中電感L釋放的能量相

41、等，即</p><p>　　(2-1) </p><p><b>　　化簡得</b></p><p>　　(2-2) </p><p>　　式中，T/toff ，輸出電壓高于電

42、源電壓，故該電路稱為升壓斬波電路，即BOOST型轉換器。 </p><p>　　2.2 BOOST轉換器的工作模式分析</p><p>　　按電感電流在周期開始時是否從零開始，可分為電感電流連續(xù)和電感電流斷續(xù)兩種工作模式[5]，圖2-2(a)和2-2(b)給出了這兩種工作模式的主要波形圖。當電感電流連續(xù)時，Boost變換器存在兩種開關狀態(tài)，如圖2-3(a)和2-3(b)所示；而當電感電流斷

43、續(xù)時，Boost變換器還有第三種開關狀態(tài)，如圖2-3(c)所示。</p><p>　　圖2-2 Boost轉換器的主要波形</p><p>　　T導通，D截止。開關狀態(tài)1</p><p>　　(b) T阻斷，D導通。開關狀態(tài)2</p><p>　　(c) T阻斷，D截止。電感電流為0，開關狀態(tài)3</p><p>　　圖

44、2-3 Boost變換器的不同開關狀態(tài)的等效電路</p><p>　　2.2.1 Boost轉換器電感電流連續(xù)工作模式</p><p>　　(1) 兩種開關狀態(tài)</p><p>　?、?開關狀態(tài)1 從t=0到Ton=DTS期間，開關管T導通，二極管截止，等效電路如圖2-3(a)。</p><p>　　電源電壓VI加到升壓電感L上，電感電流L

45、線性增長。</p><p>　　當t= Ton=DTS時，L的增量L+為</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p>　　在開關狀態(tài)1由于二極管D截止，負載由濾波電容C供電。</p><p>　?、?開關狀態(tài)2 從t= Ton到TS的Toff期間，T阻斷，D導通，等效電路為圖2-3(b)。</

46、p><p>　　這時，L通過二極管D向輸出側流動，電源功率和電感L的儲能向負載和電容C轉移，給C充電。此時加在L上的電壓VI-VO，因為VI >VO，故L線性減少</p><p><b>　　(2-4)</b></p><p>　　經歷Toff=TS-Ton時期后，L達到最小值ILmax 。在T截止期間，L減少量L-為</p>

47、<p><b>　　(2-5)</b></p><p>　　此后，T又導通，開始另一個開關周期。</p><p>　　由此可見，電感電流連續(xù)時Boost轉換器的工作分為兩個階段，T導通時為電感L儲能階段，此時電源不向負載提供能量，負載靠儲于電容C的能量維持工作。T阻斷時，電源和電感共同向負載供電，同時還給電容C充電。Boost轉換器電源的輸入電流就是升壓電感

48、電流，電流平均值IL=(ILmax+ ILmin)/2。開關管T和二極管D輪流工作，T導通時，電感電流L流過T，T截止、D導通時電感電流L流過D。電感電流L是T導通時的電流T和D導通時的電流D的合成。在周期TS的任何時刻L都不為零，即電感電流連續(xù)。穩(wěn)態(tài)工作時電容C充電量等于放電量，通過電容的平均電流為零，故通過二極管D的電流平均值就是負載電流Io。</p><p>　　(2) 變壓比M和電壓、電流基本關系<

49、/p><p>　　穩(wěn)態(tài)工作時，T導通期間電感電流的增量L+等于它在T截止期間的減少量L- 。由式2-3和式2-5可得升壓比M： </p><p>　　(2-6) </p><p>　　在每一個開關周期中，電感L都有一個儲能和能量通過二極管D的釋放過程，也就是說必須有能量送到負載端，因此如果該轉換器沒有接負載，則不斷增加的電感儲能不能消耗掉，必然使VO不斷升高，最

50、后使轉換器損壞。實際工作中為防止輸出電壓過高，Boost轉換器也不宜在占空比D接近1情況下工作。</p><p>　　若忽略Boost轉換器的損耗，電源供給轉換器的功率VIII等于負載功率VoIo，由此也可得到</p><p>　　， (2-7)</p><p><b>　　輸入電流平均值 </b></p><p&g

51、t;<b>　　(2-8)</b></p><p>　　因此Boost轉換器在電流連續(xù)條件下其變壓比M也僅與占空比D有關而與負載無關。式中Io和II分別為轉換器輸出電流和輸入電流平均值。</p><p>　　通過二極管D的電流平均值ID等于負載電流IO，即ID=IO</p><p>　　通過開關管T的電流平均值IT為</p>&l

52、t;p><b>　　(2-9)</b></p><p><b>　　電感電流的脈動量</b></p><p><b>　　(2-10)</b></p><p>　　由圖2-2(a)，通過T和D的電流最大值ITmax和IDmax與電感電流最大值ILmax相等</p><p>

53、;<b>　　(2-11)</b></p><p>　　T、D截止時所承受的電壓VT和VD均為輸出電壓VO，即VT=VD=VO (2-12) </p><p>　　輸入電流II的脈動量I等于電感電流L的脈動量L</p><p><b>　　(2-13)</b></p><p

54、>　　輸出電壓脈動VO等于開關管T導通期間電容C的電壓變化量。VO可近似地由式確定</p><p><b>　　(2-14)</b></p><p>　　2.2.2 Boost轉換器電感電流斷續(xù)工作模式</p><p>　　三種工作狀態(tài)和變壓比M</p><p>　　圖2-2(b)給出了電感電流斷續(xù)工作時的主要波形

55、，此時Boost轉換器有三種開關狀態(tài)，這三種開關狀態(tài)的等效電路如圖。</p><p>　　T導通，D截止，在T導通的Ton=DTS期間L自零增長到ILmax；</p><p>　　T阻斷，二極管D續(xù)流，在T′off=D1TS期間L自ILmax降到零；</p><p>　　T阻斷， D截止，在此期間L保持為零，負載由輸出濾波電容供電，直到下一周期開關管T開通后L又從零

56、開始增大至ILmax。</p><p>　　T開通期間，即到Ton=DTS期間，電感電流從零開始增加，其增量L為</p><p><b>　　(2-15)</b></p><p>　　T截止后，L線性下降，并且在Tdis=Ton+T′of f 時刻下降到零，下降量也是L</p><p><b>　　(2-16)

57、</b></p><p>　　式中D1=T′off / TS，電感電流斷流時T′off =D1TS <(TS-Ton)= TS(1-D)，故D1 < 1- D</p><p>　　由式2-15和式2-16可以得到斷流時變壓比M</p><p><b>　　(2-17)</b></p><p>　　

58、由于， ，故 </p><p>　　如果不計轉換器損耗，，則有</p><p><b>　　(2-18)</b></p><p>　　2-18式中的D1=T′off / TS，取決于T阻斷期中電感電流衰減至零所經歷的時間T′off，T′off顯然與負載電流、電路電感L及開關周期TS等有關。由此可見，電流

59、斷續(xù)時，Boost變換器的變壓比M >1/(1-D) ，而且M不僅與占空比D有關，而且與電路電感、負載電流以及開關頻率有關，為了保持輸出電壓VO恒定，即使在輸入電壓VI不變時，也應隨負載電流的不同來調節(jié)占空比D。</p><p>　　由圖2-2(b)可知輸入電流平均值Ii 等于電感電流平均值IL</p><p><b>　　(2-19)</b></p>

60、;<p>　　由圖2-2(b)，負載電流平均值IO等于二極管電流平均值ID</p><p><b>　　(2-20)</b></p><p>　　根據公式2-15，開關管T電流平均值</p><p><b>　　(2-21)</b></p><p><b>　　(2-22)&

61、lt;/b></p><p>　　開關管T、二極管D的最大電流值為</p><p><b>　　(2-23)</b></p><p>　　對于一個給定的占空比D可由2-15式求得電感電流最大值ILmax。對于一個給定的負載電流IO，可由2-20式求得對應的D1值。從而可以得到輸入電流、開關管T電流、二極管D電流的平均值與最大值及電感電流的

62、平均值IL，依此選用開關器件和設計電感L。</p><p>　　2.2.3 電感電流連續(xù)的臨界條件</p><p>　　負載電流較大時電感電流連續(xù)，隨著負載電流的減小電感電流從連續(xù)過渡到斷續(xù)工作情況。負載電流IO減小時，輸入電流II，電感電流IL都減小，電感電流的瞬時值L減小，其最小值ILmax減小。當負載減小到使電感電流最小值ILmin為零時，則稱為臨界負載電流IOK ，這時T導電、D截

63、止的Ton期間L從零上升至ILmax，在T阻斷、D導通的Toff期間，L從ILmax下降至零。圖2-4給出了電感電流臨界連續(xù)時的電感電流波形，臨界時電感電流ILK也就是臨界時輸入電流平均值IIK。其值為</p><p><b>　　(2-24)</b></p><p>　　臨界情況時電感電流仍連續(xù)，故變壓比 </p>

64、<p>　　由上式，臨界時的負載電流與輸入電流之比為</p><p><b>　　(2-25)</b></p><p>　　故 </p><p><b>　　(2-26)</b></p><p>　

65、　聯(lián)立式(2-3)、式(2-24)、式 (2-25)得臨界電感值為</p><p><b>　　(2-27)</b></p><p>　　圖2-4 電感電流臨界連續(xù)工作情況波形圖</p><p>　　當負載電流IO=IOK時，電感電流處于連續(xù)與斷續(xù)的邊界，但仍連續(xù)；當負載電流 IO> IOK時，電感電流連續(xù)，變壓比M =1/(1-D)；

66、當負載電流IO< IOK時，電感電流斷續(xù)，這時變壓比M >1/(1-D)，M不僅與占空比D有關，而且與電路電感、負載電流、開關頻率以及電源電壓有關。</p><p>　　2.2.4 Boost轉換器工作模式的特性比較</p><p>　　Boost轉換器工作在電感電流斷續(xù)模式比工作在電感電流連續(xù)模式時的輸出電壓紋波和輸出電流紋波要大一些，須較大的電容才能減少。對于斷續(xù)導通模式，

67、電壓轉換關系是輸入電壓、占空比、功率級電感值、開關頻率和輸出負載電阻的函數(shù)。對于連續(xù)導通模式，電壓轉換關系僅僅依賴于輸入電壓和占空比。</p><p>　　斷續(xù)模式，因為控制簡單，但輸入電流不連續(xù)，峰值較高，所以常用在小功率場合；連續(xù)模式則相反，輸入電流連續(xù)，電流紋波小，適合于大功率場合應用[6]。因此本文將Boost轉換器設計工作于連續(xù)工作模式。</p><p>　　3 BOOST轉換器

68、的建模與仿真</p><p>　　3.1 BOOST轉換器主電路的建模</p><p>　　在Boost變換器工作于CCM狀態(tài)時，有，(其中d為占空比，T為開關周期)兩個分段線性網絡，電路中有兩個獨立狀態(tài)變量：L，VC，利用狀態(tài)空間平均法建立其狀態(tài)空間平均模型[7]。Boost型電路的狀態(tài)空間平均等效電路如圖3-1。</p><p>　　圖3-1 升壓型電路的狀態(tài)空

69、間平均等效電路</p><p>　　在每個周期的(0，)時間段內，當開關閉合時，系統(tǒng)的狀態(tài)方程為：</p><p><b>　　(3-1)</b></p><p>　　在(，)時間段內，當開關開啟時，系統(tǒng)的狀態(tài)方程為：</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p

70、>　　取電感電流和電容電壓為狀態(tài)變量，將式3-1和式3-2分別寫為：</p><p><b>　　(3-3)</b></p><p><b>　　(3-4)</b></p><p>　　應用狀態(tài)空間平均法對Boost DC-DC變換器建模：</p><p><b>　　(3-5)&l

71、t;/b></p><p><b>　　同理：</b></p><p><b>　　(3-6)</b></p><p>　　可得Boost DC-DC變換器的平均模型為：</p><p><b>　　(3-7)</b></p><p>　　3.2

72、BOOST系統(tǒng)的傳遞函數(shù)</p><p>　　3.2.1 Boost電路的傳遞函數(shù)</p><p>　　Boost電路的狀態(tài)空間平均方程為</p><p><b>　　(3-8)</b></p><p>　　其小信號模型狀態(tài)方程為</p><p><b>　　式中</b>&l

73、t;/p><p>　　而小信號模型狀態(tài)方程在復頻域的解為</p><p><b>　　式中</b></p><p><b>　　(3-9)</b></p><p>　　因此狀態(tài)變量與輸入擾動量間的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　(3-10)</b>&

74、lt;/p><p><b>　　寫成標量形式為</b></p><p><b>　　(3-11)</b></p><p>　　而狀態(tài)變量與控制量間的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　(3-12)</b></p><p><b>　　寫成標量形

75、式為</b></p><p><b>　　(3-13)</b></p><p>　　3.2.2 PWM比較器的傳遞函數(shù)</p><p>　　在開關電源控制系統(tǒng)中，調節(jié)器的輸出u為直流電平，與鋸齒波us相比較，得到占空比D隨變化的PWM信號。因此PWM比較器將控制量u由電壓信號轉換為時間信號D。</p><p>

76、;　　設us上升段得斜率為k，則占空比D與直流電平u間的關系為</p><p><b>　　(3-14)</b></p><p><b>　　則傳遞函數(shù)為</b></p><p><b>　　(3-15)</b></p><p>　　3.2.3 調節(jié)器的傳遞函數(shù)</p&g

77、t;<p>　　開關電源中的調節(jié)器根據給定信號與反饋信號相減得到的誤差信號來計算控制量u，用以控制開關的占空比。常用的調節(jié)器有比例積分(PI)調節(jié)器和比例積分微分(PID)調節(jié)器。PI調節(jié)器的傳遞函數(shù)為</p><p>　　(3-16) </p><p>　　還可以寫成如下形式：</p><p><b>　　(3-

78、17)</b></p><p>　　比例積分微分(PID)調節(jié)器的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　(3-18)</b></p><p><b>　　還可以表示為</b></p><p><b>　　(3-19)</b></p><p>

79、;　　3.3 BOOST轉換器的參數(shù)設計</p><p>　　按照boost型DC-DC轉換器的相關原理，設計滿足下述技術指標的boost型DC-DC轉換器。</p><p><b>　　技術指標：</b></p><p>　　輸入電壓范圍：DC +30V~+45V</p><p>　　輸出電壓：DC +48V</

80、p><p><b>　　輸出功率：5kW</b></p><p>　　工作頻率：20kHz</p><p>　　紋波電壓低于0.2﹪</p><p><b>　　(1) 電阻的選擇</b></p><p>　　根據輸出電壓和功率的要求計算電阻的大?。?lt;/p><

81、;p><b>　　(3-20)</b></p><p>　　選擇電阻值為0.5的電阻。</p><p><b>　　(2) 電感的選擇</b></p><p>　　根據輸入輸出的要求，由連續(xù)時變換器的變壓比公式確定占空比調節(jié)范圍：</p><p>　　， (3

82、-21)</p><p>　　， (3-22)</p><p><b>　　根據式可求電感值為</b></p><p><b>　　(3-23)</b></p><p>　　實際電感值可適當?shù)娜〉蒙源笠恍?lt;/p><p><b>

83、;　　(3) 電容的選擇</b></p><p>　　電感電流連續(xù)模式下，考慮二極管電流會全部流進電容器，如圖2-3(b)所示，在每個開關周期電容充電或者放電的能量為，則</p><p><b>　　(3-24)</b></p><p>　　由形成的紋波電壓可表示為</p><p><b>　　(3

84、-25)</b></p><p>　　可計算得在電感電流連續(xù)模式時，指定紋波電壓限值，需要的電容值為</p><p><b>　　(3-26)</b></p><p>　　根據紋波要求和式2-6可得電容值為</p><p><b>　　(3-27)</b></p><

85、p>　　3.4 BOOST轉換器的電路原理仿真</p><p>　　3.4.1 建立仿真模型</p><p>　　根據Boost型DC-DC轉換器的電路結構，在matlab中完成其仿真模型如圖3-2所示。再根據計算的電路參數(shù)完成電路元件的設置，其中有些參數(shù)為了仿真效果作出了適當?shù)恼{整，最終參數(shù)如下：電感取2.5，電容取18mF，電阻取0.5</p><p>　

86、　圖3-2 Boost轉換器仿真模型</p><p>　　3.4.2 仿真結果與分析</p><p>　　圖3-2中Display顯示的是輸入為30V時的輸出電壓平均值，為47.96V。</p><p>　　輸出波形如圖3-3和圖3-4所示，前者輸入為30V，后者輸入為45V。從上到下依次為MOSFET門極觸發(fā)脈沖Ug 、電感電壓UL 、電感電流L 、輸出電壓UO

87、、二極管電流D 、MOSFET電流T 。</p><p>　　圖3-3 Boost轉換器仿真波形(輸入30V，占空比37.5﹪，電感2.5uH)</p><p>　　圖3-4 Boost轉換器仿真波形(輸入45V，占空比6.25﹪，電感2.5 uH)</p><p>　　輸出電壓上升階段，電容電流為一個不斷減小的正值，因此輸出電壓雖上升，但上升率不斷減??；下降階段電

88、容電流是一個恒定的負值，因此輸出電壓以一個恒定的斜率下降，與圖2-2的波形一樣。</p><p>　　由display中顯示的輸出電壓平均值，當輸入電壓為30V時，占空比為37.5﹪，輸出電壓平均值為47.96V；當輸入電壓為45V時，占空比為6.25﹪，輸出電壓平均值為48.03V，結果基本滿足設計要求。</p><p>　　4 BOOST轉換器的控制與仿真</p><

89、;p>　　4.1 BOOST轉換器的控制技術</p><p>　　4.1.1 Boost轉換器的控制技術比較</p><p>　　從開關型DC-DC變換器的基本原理我們知道，其輸出電壓是受開關管控制信號占空比D的限制。常見的DC-DC控制占空比技術有脈沖頻率調制(PFM)、脈沖寬度調制(PWM)、突發(fā)(Burst)模式等[8]。</p><p>　　(1) P

90、FM(Pulse Frequency Modulation：脈沖頻率調制)</p><p>　　PFM的主要特點是將開關的脈沖寬度固定，通過調整穩(wěn)壓開關的頻率來控制占空比。其優(yōu)點是在負載較小時效率較高，缺點是頻率隨時都在變化，對其他設備的干擾較大，而且不容易消除，故這種調制方式使用不多。PFM可以采用兩種工作方式：固定每個周期的開啟脈沖寬度(Pulse Width)，這種情況下，電感電流會隨著輸入電壓的變化而變化

91、，不利于選擇電感；峰值電流控制檢測開關器件的電流，在達到一定值時將開關管關斷，關斷一定時間后(一般為微秒級別的時間常數(shù))，再檢測Vout，看是否需要重新開啟開關管，電路比前者復雜。如果開啟脈沖寬度或者是開關管的峰值電流過大，則會加大損耗；反之，工作頻率要求很高(頻率高的好處是可以減小功率器件和電感的尺寸)，會增加開關損耗，所以應該對其進行優(yōu)化。</p><p>　　(2) PWM(Pulse Width Modu

92、lation：脈沖寬度調制)</p><p>　　PWM模式為脈寬調制控制，是目前應用在開關電源中最為廣泛的一種控制方式，它的特點是噪聲低、滿負載時效率高且能工作在連續(xù)導通模式。PWM控制DC-DC變換器的基本工作原理就是在輸入電壓、內部參數(shù)、外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值形成閉環(huán)反饋，調節(jié)主電路開關器件的導通脈沖寬度，使開關電源的輸出電壓或電流等具有良好的穩(wěn)定性。這種控制技術能夠在

93、較寬的負載范圍內保持較高的轉換率。此外由于開關頻率是固定的，因而使得噪聲頻譜的帶寬很窄。這樣只需簡單的低通濾波器就能大大降低輸出電壓的紋波，因此PWM控制結構已被廣泛應用于音頻設備等對噪聲影響較為敏感的電路系統(tǒng)中。</p><p>　　(3) PFM(Pulse Frequency Modulmion)-PWM(Pulse Width Modulmion)-PSM(Pulse</p><p&g

94、t;　　Cycle Skip Modulmion)</p><p>　　PFM-PWM-PSM為一種多方式結合的控制方式，這種控制方式可以對脈沖的頻率、占空比進行調節(jié)來穩(wěn)壓，而且在負載較小時可以通過PSM或者Burst／Skip的工作方式，使控制脈沖數(shù)減少，在靜態(tài)(負載為零)時幾乎不輸出脈沖。這樣就繼承了PWM、PFM的優(yōu)點，同時有效的克服了他們的缺點。使轉換器在任意負載時效率、電壓調整率、靜態(tài)功耗等方面獲得優(yōu)異

95、的性能。雖然此電路有很多優(yōu)點，可是實現(xiàn)電路復雜，而且多個環(huán)路的控制造成補償電路設計困難。</p><p>　　4.1.2 控制技術的選擇</p><p>　　根據上述各種控制技術的優(yōu)缺點，結合本設計的要求，本論文的控制技術選擇PWM模式(脈寬調制控制)。它的特點是噪聲低、滿負載時效率高且能工作在連續(xù)導通模式。這種控制技術能夠在較寬的負載范圍內保持較高的轉換率。此外由于開關頻率是固定的，因而

96、使得噪聲頻譜的帶寬很窄，這樣只需簡單的低通濾波器就能大大降低輸出電壓的紋波[9]。因此選擇PWM控制技術。</p><p>　　4.2 BOOST轉換器的控制模式的選取</p><p>　　本論文中的Boost型DC-DC轉換器選擇電壓控制模式。</p><p>　　電壓模式控制PWM是60年代后期開關穩(wěn)壓電源剛剛開始發(fā)展時而采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的

97、過電流保護電路相結合，至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜坡信號相比較，通過脈沖寬度調制原理，得到當時的脈沖寬度，逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加[10]。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路有較大的輸出電容C及電感L的相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償

98、電路延時滯后，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后作用是使瞬態(tài)響應變慢的主要原因。圖4-1為電壓模PWM控制BOOST型DC-DC轉換器的結構圖。</p><p>　　圖4-1 電壓模式控制系統(tǒng)的結構</p><p>　　電壓模式控制的優(yōu)點：(1)PWM三角波幅值較大，脈沖寬度穩(wěn)壓時具有較好的抗噪聲裕量；(2)占空比調節(jié)不受限制；(3)壓效應較好；(4)單一反饋電壓閉環(huán)設計，調試

99、比較容易；(5)對輸出負載的變化有較好的響應穩(wěn)壓[11]。</p><p>　　其缺點有：(1)對輸入電壓的變化動態(tài)響應較慢；(2)補償網絡設計本來就較為復雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復雜；(3)由于L、C為兩個動態(tài)變量，系統(tǒng)控制環(huán)雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償；(4)在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復雜[12]。</p><p&

100、gt;　　4.3 BOOST轉換器的控制算法的分析</p><p>　　本設計選擇應用較為廣泛的PI/PID算法作為轉換器的控制算法，下面就這種算法進行具體的分析。</p><p>　　4.3.1 比例積分控制(PI)的分析</p><p>　　當要求控制結果無余差時，就需要在比例控制的基礎上，加積分控制作用。</p><p>　　(1)

101、比例控制(p)</p><p>　　控制器輸出y(t)和偏差信號e(t)成比例關系</p><p><b>　　(4-1)</b></p><p><b>　　Kp——比例增益</b></p><p><b>　　傳遞函數(shù)為 </b></p><p>&

102、lt;b>　　(4-2)</b></p><p>　　比例控制的特點：控制及時、適當。只要有偏差，輸出立刻成比例地變化，偏差越大，輸出的控制作用越強?？刂平Y果存在靜差，即調節(jié)作用是以偏差存在為前提條件，不可能做到無靜差調節(jié)。</p><p>　　(2) 積分控制(I)</p><p>　　輸出變化量y與輸入偏差e的積分成正比</p>

103、<p><b>　　(4-3)</b></p><p><b>　　TI —積分時間</b></p><p>　　積分控制的特點：當有偏差存在時，積分輸出將隨時間增長（或減?。?；當偏差消失時，輸出能保持在某一值上。積分作用具有保持功能，故積分控制可以消除余差。積分輸出信號隨著時間逐漸增強，控制動作緩慢，故積分作用不單獨使用。</

104、p><p>　　(3) 比例積分控制(PI)</p><p>　　若將比例與積分組合起來，既能控制及時，又能消除余差 。 </p><p>　　輸出變化量y與輸入偏差e的關系如下：</p><p><b>　　(4-4)</b></p><p><b>　　傳遞函數(shù)為</b>&

105、lt;/p><p><b>　　(4-5)</b></p><p>　　積分時間TI對系統(tǒng)過渡過程的影響： </p><p>　　在一個純比例控制的閉環(huán)系統(tǒng)中引入積分作用時，若保持控制器的比例度δ不變，則可從下圖4-2所示的曲線族中看到，隨著TI減小，則積分作用增強，消除余差較快，但控制系統(tǒng)的振蕩加劇，系統(tǒng)的穩(wěn)定性下降；TI過小，可能導致系統(tǒng)不穩(wěn)定

106、[13]。</p><p>　　圖4-2 積分時間TI對系統(tǒng)過渡過程的影響</p><p>　　結論： 在比例控制系統(tǒng)中引入積分作用的優(yōu)點是能夠消除余差，然而降低了系統(tǒng)的穩(wěn)定性；若要保持系統(tǒng)原有的衰減比，必須相應加大控制器的比例度，這會使系統(tǒng)的其它控制指標下降[12]。因此，如果余差不是主要的控制指標，就沒有必要引入積分作用。 </p><p>　　由于比例積分控制

107、器具有比例和積分控制的優(yōu)點，有比例度δ和TI兩個參數(shù)可供選擇，因此適用范圍比較寬廣，多數(shù)控制系統(tǒng)都可以采用。 </p><p>　　4.3.2 比例積分微分控制(PID)的分析</p><p>　　對于慣性較大的對象，常常希望能加快控制速度，此時可增加微分作用。</p><p>　　(1) 微分控制(D)</p><p><b&g

108、t;　　理想微分</b></p><p><b>　　(4-6)</b></p><p>　　式中：— 微分時間 — 偏差變化速度 </p><p><b>　　微分控制的特點：</b></p><p>　　微分作用能超前控制。在偏差出現(xiàn)或變化的瞬

109、間，微分立即產生強烈的調節(jié)作用，使偏差盡快地消除于萌芽狀態(tài)之中。微分對靜態(tài)偏差毫無控制能力。當偏差存在，但不變化時，微分輸出為零，因此不能單獨使用。必須和P或PI結合，組成PD控制或PID控制。</p><p>　　微分時間對系統(tǒng)過渡過程的影響：</p><p>　　在負荷變化劇烈、擾動幅度較大或過程容量滯后較大的系統(tǒng)中，適當引入微分作用，可在一定程度上提高系統(tǒng)的控制質量。當被控變量一有變

110、化時，根據變化趨勢適當加大控制器的輸出信號，將有利于克服擾動對被控變量的影響，抑制偏差的增長，從而提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性[14]。</p><p>　　微分時間TD的大小對系統(tǒng)過渡過程的影響，如圖4-3所示。若取TD太小，則對系統(tǒng)的控制指標沒有影響或影響甚微，如圖中曲線1；選取適當?shù)腡D，系統(tǒng)的控制指標將得到全面的改善，如圖中曲線2；但若TD取得過大，引入的微分控制作用太強。 </p><p>

111、　　圖4-3 微分時間TD的大小對系統(tǒng)過渡過程的影響</p><p>　　(2) 比例積分微分控制(PID)</p><p>　　輸出變化量y與輸入偏差e的關系如下：</p><p><b>　　(4-7)</b></p><p><b>　　傳遞函數(shù)：</b></p><p

112、><b>　　(4-8)</b></p><p>　　將比例、積分、微分三種控制規(guī)律結合在一起，只要三項作用的強度配合適當，既能快速調節(jié)，又能消除余差，可得到滿意的控制效果。</p><p>　　4.4 BOOST轉換器的控制算法仿真</p><p>　　4.4.1 PI控制算法的仿真</p><p>　　系統(tǒng)的閉

113、環(huán)結構框圖如圖4-4：</p><p>　　圖4-4 由PI調節(jié)器組成的系統(tǒng)閉環(huán)結構框圖</p><p>　　將計算的電感、電容等參數(shù)值代入式3-9，可得Boost型轉換器的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　(4-9)</b></p><p>　　在matlab中進行控制算法的仿真，PI控制器的參數(shù)，仿真結構圖如

114、圖4-5。</p><p>　　圖4-5 PI控制的仿真結構圖</p><p>　　系統(tǒng)的階躍響應如下圖4-6所示：</p><p>　　圖4-6 PI控制的系統(tǒng)階躍響應圖</p><p>　　4.4.2 PID控制算法的仿真</p><p>　　在matlab中進行控制算法的仿真，PID控制器的參數(shù)，，。仿真結構

115、圖如圖4-5。系統(tǒng)的階躍響應如下圖4-7所示：</p><p>　　圖4-7 PID控制的系統(tǒng)階躍響應圖</p><p>　　仿真結果的比較與分析</p><p>　　通過比較兩種算法的仿真圖，我們可以發(fā)現(xiàn)兩者最終都能穩(wěn)定在給定值，但PI控制的震蕩較大，而且PID控制的控制速度快于PI控制，能更快到達穩(wěn)定值，顯然PID控制算法優(yōu)于PI控制算法，所以本設計最終選擇P

116、ID控制算法。</p><p><b>　　5 全文總結及展望</b></p><p>　　本文介紹了開關電源的概念和發(fā)展趨勢以及DC-DC變換器的基本手段和分類，并就開關電源中的Boost變換器做了具體詳細的分析。首先介紹了Boost變換器的電路結構及工作原理，分析了轉換器在電流連續(xù)模式和電流斷續(xù)模式的工作情況，并比較了二者的工作特性；接下來進入了本文的核心內容—B

117、oost轉換器的建模與控制分析，Boost轉換器的建模方法有很多，如狀態(tài)空間平均法，小信號模型建模法等，本文選擇狀態(tài)空間平均法進行建模，得到Boost轉換器的傳遞函數(shù)。本設計的控制技術選擇了在開關電源中應用最廣泛的PWM控制技術，控制模式選擇了電壓控制模式，之所以選擇電壓控制模式而不選擇效果更好的電流控制模式，主要是考慮到單閉環(huán)的控制器算法設計比較簡單。最后，文章對Boost轉換器的電路和選擇的PI與PID算法進行了仿真分析，從仿真的結

118、果我們可以得出如下結論：設計的Boost電路能夠實現(xiàn)要求的升壓效果，PID控制優(yōu)于PI控制。</p><p>　　在開關電源的設計中，控制方法的選擇與設計對于開關電源的性能來說是十分重要的，采用不同的控制電路會有不同的控制效果。隨著控制理論的發(fā)展，一些現(xiàn)代的控制方法，如模糊控制、滑模變結構控制等非線性控制方法也被嘗試應用于開關電源的控制電路中[15]。模糊控制的優(yōu)點有：使用語言方法，不需要掌握對象的精確模型，易于