畢業(yè)論文基于matlab環(huán)境的ofdm信道估計(jì)方法研究

1、<p>　　基于matlab環(huán)境的OFDM信道估計(jì)方法研究</p><p>　　學(xué)院名稱　 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院</p><p>　　專業(yè)班級(jí) 　 </p><p>　　學(xué)生姓名　 </p><p>　　導(dǎo)師姓名

2、 </p><p>　　2013 年 6月 10日</p><p><b>　　目 錄</b></p><p>　　摘 要....................................................錯(cuò)誤!未定義書(shū)簽。</p><p>　　Abstract.....

3、............................................2 </p><p>　　第一章 緒論..........................................1</p><p>　　1.1 OFDM的意義和背景........................................1</p><p>　

4、　1.2 OFDM的歷史及發(fā)展2</p><p>　　1.3 OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點(diǎn)3</p><p>　　1.3.1 OFDM技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)3</p><p>　　1.3.2 OFDM技術(shù)的缺點(diǎn)4</p><p>　　第二章 OFDM技術(shù)4</p><p>　　2.1 OFDM基本原理4</p>

5、<p>　　2.2 OFDM的主要傳輸技術(shù)5</p><p>　　2.2.1 串并轉(zhuǎn)換5</p><p>　　2.2.2 DFT變換5</p><p>　　2.2.3 保護(hù)間隔和循環(huán)前綴7</p><p>　　2.2.4 加窗技術(shù)8</p><p>　　2.2.5 OFDM基本參數(shù)的選擇9&

6、lt;/p><p>　　第三章 信道估計(jì)9</p><p>　　3.1 基礎(chǔ)介紹10</p><p>　　3.2 幾種常見(jiàn)的信道估計(jì)算法11</p><p>　　3.2.1 一般系統(tǒng)信道估計(jì)模型11</p><p>　　3.2.2 基于LS算法的信道估計(jì)………………………………………….13</p>

7、<p>　　3.2.3 基于DFT的信道估計(jì)算法14</p><p>　　3.2.4 基于濾波器的信道估計(jì)算法18</p><p>　　3.2.5 最大似然估計(jì)算法20</p><p>　　3.2.6 信道估計(jì)算法總結(jié)23</p><p>　　第四章 基于LS和DFT算法信道估計(jì)24</p><p&

8、gt;　　4.1 基于LS和DFT算法信道估計(jì)的MATLAB實(shí)現(xiàn)24</p><p>　　4.2 仿真分析及比較…………………………………………………… .24</p><p>　　第五章 總結(jié)...........,,...........................24</p><p>　　參考文獻(xiàn)……………………………………………………………… 2

9、6</p><p>　　致 謝..................................................28</p><p>　　附 錄…………………………………………………………………29</p><p><b>　　摘　　要</b></p><p>　　在無(wú)線信道環(huán)境下，可靠、高速的數(shù)據(jù)

10、傳輸是無(wú)線通信系統(tǒng)主要目標(biāo)。正交頻分復(fù)用(OFDM)作為一種可以有效對(duì)抗符號(hào)間干擾(ISI)和載波干擾（ICI）的高速傳輸技術(shù)得到了廣泛應(yīng)用，而信道估計(jì)技術(shù)作為其關(guān)鍵技術(shù)之一也得到了很大的發(fā)展。信道估計(jì)是進(jìn)行相干檢測(cè)、解調(diào)和均衡的基礎(chǔ)，它對(duì)OFDM（正交頻分復(fù)用）技術(shù)實(shí)現(xiàn)高速率的數(shù)據(jù)通信起著至關(guān)重要的作用。OFDM（正交頻分復(fù)用）系統(tǒng)以其抗多徑衰落和較高的頻帶利用率，在眾多領(lǐng)域得到了應(yīng)用。OFDM是實(shí)現(xiàn)無(wú)線通信的關(guān)鍵技術(shù)之一，針對(duì)OFD

11、M通信系統(tǒng)特點(diǎn), 本文對(duì)其信道估計(jì)技術(shù)進(jìn)行研究,首先第一章介紹了OFDM的意義和背景，OFDM的歷史及發(fā)展和OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點(diǎn)。第二章重點(diǎn)介紹了OFDM技術(shù)，包括OFDM的基本原理以及OFDM的主要傳輸技術(shù)。第三章在此基礎(chǔ)上對(duì)信道估計(jì)作了重點(diǎn)介紹，先對(duì)信道估計(jì)作了個(gè)基礎(chǔ)的介紹，緊接著介紹了幾種常見(jiàn)的信道估計(jì)算法，最后重點(diǎn)介紹了基于LS算法DFT信道估計(jì)算法的OFDM 系統(tǒng)的基本信道估計(jì)方法，并用MATLAB語(yǔ)言實(shí)現(xiàn)了基于LS算法DFT

12、信道估計(jì)算法信道估計(jì)的計(jì)算機(jī)仿真。</p><p>　　關(guān)鍵詞： 正交頻分復(fù)用　　信道估計(jì) LS算法　　DFT信道估計(jì)算法　　仿真</p><p><b>　　Abstract </b></p><p>　　In the wireless channel environment, reliable, high-speed data transm

13、ission is the main goal of a wireless communication system. Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) as a way to effectively combat inter-symbol interference (ISI) and carrier interference (ICI) for high-speed t

14、ransmission technology has been widely applied, and channel estimation techniques as one of its key technologies have also been very big development. Channel estimation is coherent detection, demodulation and ba</p>

15、;<p>　　Keywords: OFDM Channel estimation; 　LS algorithm; 　DFT　channel estimation algorithm; simulation;</p><p><b>　　第一章 緒論</b></p><p>　　1.1 OFDM的意義和背景</p><p>

16、　　移動(dòng)通信是現(xiàn)代通信系統(tǒng)不可缺少的組成部分。它不但集中了無(wú)線通信和有線通信的最新技術(shù)成就，而且集中了網(wǎng)絡(luò)接收和計(jì)算技術(shù)的許多成果。目前，移動(dòng)通信已從模擬通信發(fā)展到了數(shù)字通信階段，并且正朝著個(gè)人通信這一更高級(jí)階段發(fā)展。未來(lái)移動(dòng)通信的目標(biāo)是，能在任何時(shí)間任何地點(diǎn)，向任何人提供快速可靠的通信服務(wù)。可以說(shuō)移動(dòng)通信從無(wú)線通信發(fā)明之日就產(chǎn)生了。1897年，M.G.馬可尼松所完成的無(wú)線通信實(shí)驗(yàn)就是在固定點(diǎn)與一艘拖船之間進(jìn)行的，當(dāng)前的距離為18海里（

17、約33公里）?，F(xiàn)代移動(dòng)通信的發(fā)展始于20世紀(jì)20年代，但是一直到20世紀(jì)70年代中期，才迎來(lái)了移動(dòng)通信的蓬勃發(fā)展。</p><p>　　1978年底，美國(guó)貝爾實(shí)驗(yàn)室研制成功先進(jìn)移動(dòng)電話系統(tǒng)（AMPS）,建成了蜂窩狀模擬移動(dòng)通信網(wǎng)，大大提高了系統(tǒng)容量。與此同時(shí)，其他發(fā)達(dá)國(guó)家也相繼開(kāi)發(fā)出蜂窩式公共移動(dòng)通信網(wǎng)。這一階段的特點(diǎn)是蜂窩移動(dòng)通信網(wǎng)成為應(yīng)用系統(tǒng)，并在世界各地迅速發(fā)展。移動(dòng)通信得到迅猛發(fā)展的原因，除了用戶需求迅速

18、增加這一主要推動(dòng)力之外，還有幾方面技術(shù)發(fā)展提供條件。首先，微電子技術(shù)在這一時(shí)期得到迅速發(fā)展，使通信設(shè)備能夠?qū)崿F(xiàn)小型化,微型化。其次，貝爾實(shí)驗(yàn)室在20世紀(jì)70年代提出的蜂窩網(wǎng)的概念形成了移動(dòng)通信新體制。蜂窩網(wǎng)，即所謂的小區(qū)制，大大提高了系統(tǒng)容量。第三方面進(jìn)展是隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展而出現(xiàn)的微處理器技術(shù)日趨成熟以及計(jì)算機(jī)技術(shù)的迅猛發(fā)展，為大型通信網(wǎng)的管理與控制提供了技術(shù)手段。這一階段所誕生的移動(dòng)通信系統(tǒng)一般被稱為是第一代移動(dòng)通信系統(tǒng)。&l

19、t;/p><p>　　從20世紀(jì)80年代中期開(kāi)始，數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)進(jìn)入發(fā)展和成熟時(shí)期。模擬蜂窩網(wǎng)的容量已不能滿足日益增長(zhǎng)的移動(dòng)用戶的需求。20世紀(jì)80年代中期，歐洲首先推出了全球移動(dòng)通信系統(tǒng)（GSM,Global System for Mobile）。隨后美國(guó)和日本也相繼制訂了各自的數(shù)字移動(dòng)通信體制。20世紀(jì)90年代初，美國(guó)Qualcomm公司推出了窄帶碼分多址（CDMA，Code-Division Multiple

20、 Access）蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)，這是移動(dòng)通信系統(tǒng)發(fā)展中的里程碑。從此，碼分多址這種新的無(wú)線接入技術(shù)在移動(dòng)通信領(lǐng)域占據(jù)了越來(lái)越重要的地位。這些目前正在廣泛使用的數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)就是第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)。</p><p>　　第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)主要為支持語(yǔ)音和低速率的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)而設(shè)計(jì)的。但隨著人們對(duì)通信業(yè)務(wù)范圍和語(yǔ)務(wù)速率要求的不斷提高，已有的第二代移動(dòng)通信網(wǎng)將很難滿足新的業(yè)務(wù)需求。為了適應(yīng)新的市場(chǎng)需求，人們正在發(fā)展第三

21、代（3G）移動(dòng)通信系統(tǒng)。但是由于3G系統(tǒng)的核心網(wǎng)還沒(méi)有完全脫離第二代移動(dòng)通信的核心網(wǎng)結(jié)構(gòu)，所以普遍認(rèn)為3G系統(tǒng)僅僅是一個(gè)從窄帶向未來(lái)移動(dòng)通信系統(tǒng)過(guò)度的階段。目前，人們已經(jīng)把目光越來(lái)越多的投向超3G的移動(dòng)通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)可以容納龐大的用戶數(shù)，改善現(xiàn)有通信質(zhì)量，達(dá)到高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊?。從技術(shù)層面來(lái)看，3G系統(tǒng)主要是以CDMA為核心技術(shù)，而3G以后的移動(dòng)通信系統(tǒng)中正交頻分復(fù)用（OFDM，Orthogonal Frequency Divisio

22、n Multiplexing）最受矚目，有不少專家學(xué)者針對(duì)OFDM技術(shù)在無(wú)線通信技術(shù)上的應(yīng)用從事研究。</p><p>　　目前世界范圍內(nèi)存在有許多數(shù)字無(wú)線通信系統(tǒng)，其中主要包括GSM系統(tǒng)，IS-136TDMA系統(tǒng)以及IS-95CDMA系統(tǒng)。其中GSM系統(tǒng)占據(jù)全球移動(dòng)通信市場(chǎng)份額的58%，可以提供2.4kbit/s～9.6kbit/s以及14.4kbit/s的電路交換語(yǔ)音業(yè)務(wù)，還可以通過(guò)GPRS和EDGE分別提供

23、9.6kbit/s和384kbit/s的分組交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。IS-136系統(tǒng)占有全球市場(chǎng)9%的份額，它可以提供9.6kbit/sIS-136的電路交換語(yǔ)音和傳真業(yè)務(wù)。其最高數(shù)據(jù)傳輸速率可以達(dá)到40kbit/s～60kbit/s。IS-95系統(tǒng)占有的市場(chǎng)份額是14%，它能夠提供可變速率接入，其峰值速率分別可以達(dá)到9.6kbit/s 和14.4kbit/s，還可以通過(guò)使用蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)來(lái)提供19.2kbit/s的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。顯然，給予支持

24、語(yǔ)音業(yè)務(wù)電路交換模式的第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)不能滿足多媒體業(yè)務(wù)的需要。</p><p>　　對(duì)于高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)來(lái)說(shuō)，單載波時(shí)分復(fù)用TDMA系統(tǒng)和窄帶CDMA系統(tǒng)都存在很大的缺陷。由于無(wú)線信道存在時(shí)延擴(kuò)展，高速信息流的符號(hào)寬度又相對(duì)較窄，所以符號(hào)之間會(huì)存在較嚴(yán)重的符號(hào)間干擾（ISI），這對(duì)單載波TDMA系統(tǒng)中使用的均衡器提出了非常高的要求，即抽頭數(shù)量要足夠大，訓(xùn)練符號(hào)要足夠多，訓(xùn)練時(shí)間要足夠長(zhǎng)，從而均衡算法的復(fù)雜度也會(huì)大

25、大增加。對(duì)于窄帶CDMA來(lái)說(shuō)，其主要問(wèn)題在于擴(kuò)頻增益與高速數(shù)據(jù)流之間的矛盾。在保證相同帶寬的前提下，高速數(shù)據(jù)流所使用的擴(kuò)頻增益就不能太高，這樣就大大限制了CDMA系統(tǒng)抵抗噪聲的優(yōu)點(diǎn)，從而使得系統(tǒng)的軟容量受到一定的影響，如果保持原來(lái)的擴(kuò)頻增益，則必須要相應(yīng)的提高帶寬。此外，CDMA系統(tǒng)一個(gè)非常重要的特點(diǎn)是采用閉環(huán)的功率控制，這在電路交換系統(tǒng)中比較容易實(shí)現(xiàn)，但對(duì)于分組業(yè)務(wù)來(lái)說(shuō)，這種閉環(huán)的功率控制問(wèn)題也存在缺陷。</p><

26、;p>　　因此，人們開(kāi)始關(guān)注OFDM系統(tǒng)，希望通過(guò)這種方法來(lái)解決高速信息流在無(wú)線信道中的傳輸問(wèn)題，從而可以滿足要求更高的多種多媒體業(yè)務(wù)和更快的網(wǎng)絡(luò)瀏覽速度。</p><p>　　1.2 OFDM的歷史及發(fā)展</p><p>　　1966年，Chang針對(duì)分散性的衰落信道最早提出了OFDM模式，距今已有40多年的歷史。OFDM的第一個(gè)實(shí)際應(yīng)用是軍用的無(wú)線高頻通信鏈路。但這種多載波傳輸

27、技術(shù)在雙向無(wú)線數(shù)據(jù)方面的應(yīng)用卻是10年來(lái)的新趨勢(shì)。經(jīng)過(guò)多年的發(fā)展，該技術(shù)在廣播方式下的音頻和視頻領(lǐng)域已得到廣泛的應(yīng)用。近年來(lái)，由于數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的飛速發(fā)展，OFDM作為一種可以有效對(duì)抗ISI的高速傳輸技術(shù)，引起了廣泛關(guān)注。OFDM技術(shù)已經(jīng)成功地應(yīng)用于非對(duì)稱數(shù)字用戶環(huán)路、無(wú)線本地環(huán)路、數(shù)字音頻廣播、高清晰度電視、無(wú)線局域網(wǎng)等系統(tǒng)中，它可以有效地消除信號(hào)多徑傳播所造成的ISI現(xiàn)象，因此在移動(dòng)通信中的運(yùn)用也是大勢(shì)所趨。</p>

28、<p>　　隨著人們對(duì)通信數(shù)據(jù)化、寬帶化、個(gè)人化和移動(dòng)化的需求，OFDM技術(shù)在綜合無(wú)線接入領(lǐng)域?qū)⒃絹?lái)越得到廣泛的應(yīng)用。隨著DSP芯片技術(shù)的發(fā)展，傅里葉變換/反變換、64/128/256QAM的高速M(fèi)odem技術(shù)、格狀編碼技術(shù)、軟判決技術(shù)、信道自適應(yīng)技術(shù)、插入保護(hù)時(shí)段、減少均衡計(jì)算量等成熟技術(shù)的逐步引入，人們開(kāi)始集中精力開(kāi)發(fā)OFDM技術(shù)在移動(dòng)通信領(lǐng)域的應(yīng)用，預(yù)計(jì)3G以后移動(dòng)通信的主流技術(shù)將是OFDM技術(shù)。</p>

29、<p>　　OFDM還易于結(jié)合時(shí)空編碼、分集、干擾抑制以及智能天線等技術(shù)，最大程度地提高物理層信息傳輸?shù)目煽啃?。如果再結(jié)合自適應(yīng)調(diào)制，自適應(yīng)編碼以及動(dòng)態(tài)子載波分配，動(dòng)態(tài)比特分配等技術(shù)，其性能可以進(jìn)一步得到提高。</p><p>　　1.3 OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點(diǎn)</p><p>　　1.3.1 OFDM技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)</p><p>　　OFDM技術(shù)具有以

30、下優(yōu)點(diǎn)：</p><p>　　把高速率數(shù)據(jù)流通過(guò)串并轉(zhuǎn)換，使每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，從而有效地減少由于無(wú)線信道的時(shí)間彌散所帶來(lái)的ISI，減少了接收機(jī)內(nèi)的均衡的復(fù)雜度，有時(shí)甚至可以不采用均衡器，而僅僅通過(guò)采用插入循環(huán)前綴的方法消除ISI的不利影響。</p><p>　?、?傳統(tǒng)的頻分多路傳輸方法是將頻帶分為若干個(gè)不相交的子頻帶來(lái)并行傳輸數(shù)據(jù)流，各個(gè)子信道之間要保留足夠的保護(hù)頻

31、帶。而OFDM系統(tǒng)由于各個(gè)子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可以最大限度的利用頻譜資源。當(dāng)子載波個(gè)數(shù)很大時(shí)，系統(tǒng)的頻譜利用率趨于2Baud/Hz。</p><p>　?、?各個(gè)子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可以通過(guò)采用離散傅里葉反變換和離散傅里葉變換的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。而隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)與DSP技術(shù)的發(fā)展，快速傅里葉反變換與FFT都是非常容易實(shí)現(xiàn)的。</p&g

32、t;<p>　?、?無(wú)線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般存在非對(duì)稱，即下行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量要大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量，這就要求物理層支持非對(duì)稱高速率數(shù)據(jù)傳輸，OFDM系統(tǒng)可以通過(guò)使用不同數(shù)量的子信道來(lái)實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。</p><p>　?、?OFDM易于和其他多種接入方法結(jié)合使用，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多用戶可以同時(shí)

33、利用OFDM技術(shù)進(jìn)行信息的傳輸。</p><p>　　1.3.2 OFDM技術(shù)的缺點(diǎn)</p><p>　　OFDM系統(tǒng)由于存在多個(gè)正交的子載波，而且其輸出信號(hào)是多個(gè)子信道的疊加，因此與單載波相比，存在如下缺點(diǎn)：</p><p>　?、?易受頻率偏差的影響。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對(duì)它們之間的正交性提出了嚴(yán)格的要求。由于無(wú)線信道的時(shí)變性，在傳輸過(guò)程中出現(xiàn)的無(wú)線

34、信號(hào)頻譜偏移或發(fā)射機(jī)與接收機(jī)本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會(huì)使OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，導(dǎo)致子信道間干擾，這種對(duì)頻率偏差的敏感性是OFDM系統(tǒng)的主要缺點(diǎn)之一。</p><p>　?、诖嬖谳^高的峰值平均功率比。多載波系統(tǒng)的輸出是多個(gè)子信道信號(hào)的疊加，因此如果多個(gè)信號(hào)的相位一致時(shí)，所得到的疊加信號(hào)的瞬時(shí)功率就會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于信號(hào)的平均功率，導(dǎo)致較大的峰值平均比。這就對(duì)發(fā)射機(jī)內(nèi)放大器的線性度提出了很高的要求，

35、因此可能帶來(lái)信號(hào)畸變，使信號(hào)的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個(gè)子信道間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生干擾，使系統(tǒng)的性能惡化。</p><p><b>　　第二章OFDM技術(shù)</b></p><p>　　2.1 OFDM基本原理</p><p>　　圖2-1為OFDM系統(tǒng)收發(fā)端的典型框圖[1]，發(fā)送端將被傳輸?shù)臄?shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成子載波幅度和相位的映射，并進(jìn)行ID

36、FT將數(shù)據(jù)的頻譜表達(dá)式變到時(shí)域上。IFFT與IDFT的作用相同，只是有更高的計(jì)算效率，所以適用于所有的應(yīng)用系統(tǒng)。其中，上半部分對(duì)應(yīng)于發(fā)射機(jī)鏈路，下半部分對(duì)應(yīng)于接收機(jī)鏈路。</p><p>　　接收端進(jìn)行發(fā)送端相反的操作，將RF信號(hào)與基帶信號(hào)進(jìn)行混頻處理，利用FFT分解頻域信號(hào)，子載波的幅度和相位被采集出來(lái)并轉(zhuǎn)換回?cái)?shù)字信號(hào)。IFFT互為FFT反變換，選擇適當(dāng)?shù)淖儞Q將信號(hào)接收或發(fā)送。當(dāng)信號(hào)獨(dú)立于系統(tǒng)時(shí)，F(xiàn)FT和IFF

37、T可以被交替使用。</p><p>　　2.2 OFDM的主要傳輸技術(shù)</p><p>　　2.2.1 串并轉(zhuǎn)換</p><p>　　數(shù)據(jù)傳輸?shù)牡湫托问绞谴袛?shù)據(jù)流，符號(hào)被連續(xù)傳輸，每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的頻譜可占據(jù)整個(gè)可利用的帶寬，但在并行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，許多符號(hào)被同時(shí)傳輸，提高了頻帶利用率，減少了那些在串行系統(tǒng)中出現(xiàn)的問(wèn)題。</p><p>　

38、　若假設(shè)N為載波個(gè)數(shù)，為一個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間。則符號(hào)傳輸速率為,總頻帶帶寬為（假設(shè)保護(hù)帶寬為）。</p><p>　　2.2.2 DFT變換</p><p>　　傅里葉變換將時(shí)域和頻域聯(lián)系在一起，傅里葉變換的形式有幾種，選擇哪種形式的傅里葉變換有工作的具體環(huán)境決定，大多數(shù)信號(hào)處理使用DFT。DFT是常規(guī)變換的一種變換形式，其中，信號(hào)在時(shí)域和頻域上均被抽樣。由DFT得定義，時(shí)間上波形

39、連續(xù)重復(fù)，因此導(dǎo)致頻域上頻譜的連續(xù)重復(fù)?？焖俑道锶~變換（FFT）[2]僅是計(jì)算應(yīng)用的一種快速數(shù)學(xué)方法，由于其高效性，使OFDM技術(shù)發(fā)展迅速。</p><p>　　一個(gè)OFDM符號(hào)之內(nèi)包含多個(gè)相移鍵控（PSK）或者正交幅度調(diào)制（QAM）的子載波。其中N表示子載波的個(gè)數(shù)，T表示OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間（周期），（i=0，1，2，…,N-1）是分配給每個(gè)自信道的數(shù)據(jù)符號(hào)，是第個(gè)子載波的載波頻率，矩形函數(shù),則從開(kāi)始的OFD

40、M符號(hào)可以表示為：</p><p><b>　?。?-1） </b></p><p>　　一旦將要傳輸?shù)谋忍胤峙涞絺€(gè)子載波上，某一種調(diào)制模式則將它們映射為子載波的幅度和相位，通常采用等效基帶信號(hào)來(lái)描述OFDM的輸出信號(hào):</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　其中是s

41、（t）的實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng)于OFDM符號(hào)的同相（In-phase）和正交（Quadrature-phase）分量，在世紀(jì)系統(tǒng)中可以分別與相應(yīng)子載波的cos分量和sin分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號(hào)和合成的OFDM符號(hào)。</p><p>　　假設(shè)一個(gè)OFDM符號(hào)所有的子載波都具有相同的幅值和相位，但實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)數(shù)據(jù)符號(hào)的調(diào)制方式，每個(gè)子載波都有相同的幅值和相位是不可能的，每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)都包含

42、整數(shù)倍個(gè)周期，而且各個(gè)相鄰的子載波之間相差1個(gè)周期。這一特性可以用來(lái)解釋子載波間的正交性。</p><p><b>　　這樣就有：</b></p><p><b>　?。?-3）</b></p><p><b>　　即載波間的正交性。</b></p><p>　　這種正交性還可

43、以從頻域角度來(lái)解釋。根據(jù)式2-1，每個(gè)OFDM符號(hào)在其周期T內(nèi)包括多個(gè)非零的子載波。因此其頻譜可以看做是周期為T(mén)的矩形脈沖的頻譜與一組位于各個(gè)子載波頻率上的沖擊函數(shù)的卷積。矩形脈沖的頻譜復(fù)制為sinc(fT)函數(shù)，這種函數(shù)的零點(diǎn)出現(xiàn)在頻率為1/T整數(shù)倍處。在每個(gè)子載波頻率最大值處，所有其他自信道的頻譜恰好為零。因此在對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行解調(diào)的過(guò)程中，需要計(jì)算這些點(diǎn)上所對(duì)應(yīng)的每個(gè)子載波頻率的最大值，所以可以從多個(gè)相互重疊的子信道符號(hào)中提取每

44、一個(gè)子信道符號(hào)，而不會(huì)受到其他自信道的干擾。OFDM符號(hào)頻譜實(shí)際上可以滿足奈奎斯特準(zhǔn)則。</p><p>　　因此這種一個(gè)子信道頻譜出現(xiàn)最大值而其他子信道頻譜為零點(diǎn)的特點(diǎn)可以避免載波間干擾的出現(xiàn)。</p><p>　　對(duì)于N大的系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，式2-2中的OFDM復(fù)等效基帶信號(hào)可以采用離散傅里葉逆變換方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。令式2-2中的=0，并且忽略矩形函數(shù)，對(duì)于信號(hào)s（t）以T/N的速率進(jìn)行抽樣，即令t

45、=kT/N（k=0,1,2,…N-1）,則得到：</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　可以看到等效為對(duì)進(jìn)行IDFT運(yùn)算。同樣在接收端，為了恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)符號(hào)，可以對(duì)進(jìn)行DFT變換得到：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　根據(jù)以上分析

46、可得，OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由IDFT和DFT來(lái)代替。通過(guò)N點(diǎn)的IDFT運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號(hào)變換為時(shí)域數(shù)據(jù)符號(hào)，經(jīng)過(guò)射頻載波調(diào)制后，發(fā)送到無(wú)線信道中。其中每個(gè)IDFT輸出的數(shù)據(jù)符號(hào)都由所有子載波信號(hào)經(jīng)疊加而成，即對(duì)連續(xù)的多個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波的疊加信號(hào)進(jìn)行抽樣得的。</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用中?？梢圆捎酶颖憬莸腎FFT/FFT。N點(diǎn)IDFT需要實(shí)施次的復(fù)數(shù)乘法，而IFFT可以顯著的降

47、低運(yùn)算的復(fù)雜度。</p><p>　　2.2.3 保護(hù)間隔和循環(huán)前綴</p><p>　　為了最大限度的消除符號(hào)間干擾，還可以在每個(gè)OFDM符號(hào)之間插入保護(hù)間隔（GI）[3]，而且保護(hù)間隔的長(zhǎng)度一般要大于無(wú)線信道中的最大實(shí)驗(yàn)擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。若這段保護(hù)間隔是一段空白的傳輸時(shí)段，則由于多徑傳播的影響，會(huì)產(chǎn)生載波間干擾（ICI），子載波的正交性遭到破壞，

48、不同的子載波間會(huì)產(chǎn)生干擾。因此可設(shè)置保護(hù)間隔為一段循環(huán)復(fù)制，即將每個(gè)OFDM符號(hào)的后時(shí)間中的樣點(diǎn)復(fù)制到OFDM符號(hào)的前面，形成前綴，在交接點(diǎn)沒(méi)有任何的間斷這樣符號(hào)總的長(zhǎng)度為,其中為OFDM符號(hào)總長(zhǎng)度，為抽樣保護(hù)間隔長(zhǎng)度，為FFT變換產(chǎn)生的無(wú)保護(hù)間隔的OFDM符號(hào)長(zhǎng)度，則在接收端抽樣開(kāi)始時(shí)刻應(yīng)該滿足：，其中是信道的最大多徑實(shí)驗(yàn)擴(kuò)展，當(dāng)抽樣滿足該式時(shí)，ISI的影響很小，甚至沒(méi)有ISI。這樣保護(hù)間隔的離散長(zhǎng)度，即樣點(diǎn)個(gè)數(shù)為</p>

49、<p>　?。?-6 ） </p><p>　　保護(hù)間隔、功率歸一化的OFDM的抽樣序列為：</p><p><b>　?。?-7）</

50、b></p><p>　　經(jīng)過(guò)信道h(t)和加性高斯噪聲的作用的接收信號(hào)為：</p><p><b>　?。?-8） </b></p><p>　　接收信號(hào)y(t)經(jīng)過(guò)A/D變換后得到序列，是對(duì)按的抽樣速率得到的數(shù)字抽樣。ISI只會(huì)對(duì)接受序列的前個(gè)樣點(diǎn)形成干擾，因此將前各樣點(diǎn)去掉，就可以完全消除ISI。對(duì)去掉保護(hù)間隔的序列進(jìn)行DFT變換，

51、可得到DFT輸出地多載波解調(diào)序列，得到個(gè)復(fù)數(shù)點(diǎn)：</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　通過(guò)適當(dāng)選擇子載波個(gè)數(shù)，可以使信道響應(yīng)平坦，插入保護(hù)間隔還有助于保持子載波間的正交性，因此可完全消除ISI和多徑帶來(lái)的ICI的影響，接收信號(hào)的頻域表達(dá)式為：</p><p><b>　?。?-10）</b>

52、</p><p>　　其中為第個(gè)子載波的復(fù)衰落系數(shù)，代表第個(gè)子信道的AWGN,它的實(shí)部與虛部均服從零均值高斯分布，且相互獨(dú)立。</p><p><b>　　噪聲方差為：</b></p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　2.2.4 加窗技術(shù)</p><

53、;p>　　在式2-1中，假設(shè)，可以得到功率歸一化的OFDM信號(hào)的復(fù)包絡(luò)[4]：</p><p><b>　?。?-12）</b></p><p>　　其中是功率歸一化因子，。OFDM符號(hào)的功率譜密度為個(gè)子載波波上的信號(hào)的功率譜密度之和：</p><p>　?。?-13） </p><p>　　根據(jù)OF

54、DM符號(hào)的功率譜密度，其帶外功率譜密度衰減比較慢，即帶外輻射功率比較大。隨著子載波數(shù)量的增加，由于每個(gè)子載波功率譜密度主瓣和旁瓣變窄，OFDM符號(hào)功率譜密度的下降會(huì)逐漸增加。但即使256個(gè)子載波的情況中，其-40dB帶寬仍然會(huì)是-3dB帶寬的4倍。</p><p>　　因此為了讓帶寬外的功率譜密度下降的更快，則需要對(duì)OFDM符號(hào)采用加窗技術(shù)。通常采用的窗類型為升余弦函數(shù)，其定義如下：</p><

55、;p><b>　　(2-14)</b></p><p>　　其中表示加窗前的符號(hào)長(zhǎng)度，而加窗后的長(zhǎng)度應(yīng)該為，從而允許在臨時(shí)符號(hào)之前存在又相互覆蓋的區(qū)域。</p><p>　　實(shí)際上一個(gè)OFDM符號(hào)的形成可以遵循以下過(guò)程：首先在個(gè)經(jīng)過(guò)數(shù)字調(diào)制的符號(hào)的后面補(bǔ)零，構(gòu)成N個(gè)輸入樣值序列，然后進(jìn)行IFFT運(yùn)算。然后IFFT輸出的最后樣值被插入到OFDM符號(hào)的最前面，而且I

56、FFT輸出的字前面?zhèn)€樣值被插入到OFDM符號(hào)的最后面。最后OFDM符號(hào)與升余弦函數(shù)時(shí)域相乘，使得系統(tǒng)帶寬之外的功率可以快速下降。</p><p>　　2.2.5 OFDM基本參數(shù)的選擇</p><p>　　首先要確定3個(gè)參數(shù)：帶寬，比特率，保護(hù)間隔。</p><p>　　保護(hù)間隔的長(zhǎng)度應(yīng)該為應(yīng)用移動(dòng)環(huán)境信道的時(shí)延擴(kuò)展均方根的倍。一般選擇符號(hào)周期長(zhǎng)度是保護(hù)間隔長(zhǎng)度的

57、5倍，之后子載波的數(shù)量可以直接利用-3dB帶寬除以子載波間隔（即去掉保護(hù)間隔之后的符號(hào)周期的倒數(shù)）得到?；蛘呖梢岳盟蟮谋忍厮俾食悦總€(gè)子信道的比特速率除以每個(gè)子信道的比特率來(lái)確定子載波的數(shù)量。每個(gè)信道中所傳輸?shù)谋忍芈士梢杂烧{(diào)制類型、編碼速率和符號(hào)速率來(lái)確定。OFDM系統(tǒng)的調(diào)制模式可以基于功率或是頻譜利用率來(lái)選擇，應(yīng)用到每個(gè)子載波的調(diào)制模式的選擇只能是數(shù)據(jù)速率需求與傳輸穩(wěn)定性之間的折中。</p><p>　　

58、第三章 信道估計(jì)</p><p><b>　　3.1 基礎(chǔ)介紹</b></p><p>　　信道描述了信號(hào)從發(fā)端到收端所經(jīng)歷的一切媒介，包括從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)之間信號(hào)傳播所經(jīng)歷的物理媒質(zhì)，如電纜信道、光纜信道、無(wú)線信道等。信號(hào)在物理媒質(zhì)傳播，會(huì)引起信號(hào)的相頻失真、符號(hào)間干擾等現(xiàn)象。為了更好的描述信道對(duì)信號(hào)的影響，引入了信道模型的概念。絕大多數(shù)的信道模型是通過(guò)研究信

59、號(hào)在特定環(huán)境下的特性來(lái)設(shè)定的。信道估計(jì)可以定義為描述物理信道對(duì)輸入信號(hào)的影響而進(jìn)行定性研究的過(guò)程。所謂信道估計(jì)就是信道對(duì)輸入信號(hào)影響的一種數(shù)學(xué)表示。而“好”的信道估計(jì)就是使得某種估計(jì)誤差最小化的估計(jì)算法，例如LS算法。</p><p>　　通過(guò)信道估計(jì)算法，接收機(jī)可以得到信道的沖激響應(yīng)。自適應(yīng)的信道均衡器利用信道估計(jì)來(lái)對(duì)抗ISI的影響。分集技術(shù)利用信道估計(jì)，實(shí)現(xiàn)與接收信號(hào)最佳匹配的接收機(jī)。最大似然檢測(cè)通過(guò)信道估計(jì)

60、使得接收端錯(cuò)誤概率最小化。</p><p>　　建立信道模型后，需要根據(jù)實(shí)際信道的變化來(lái)更新模型的參數(shù)，從而選擇合適的信道估計(jì)算法，使得估計(jì)誤差最小?？偟膩?lái)說(shuō)信道估計(jì)算法有2種，一種是基于訓(xùn)練序列的估計(jì)算法，一種是盲估計(jì)算法?；谟?xùn)練序列的信道估計(jì)算法是指利用接收機(jī)已知的信息來(lái)進(jìn)行信道估計(jì)。它的一個(gè)好處在于其應(yīng)用廣泛，幾乎可以用于所有的無(wú)線通信系統(tǒng)。它的缺點(diǎn)是訓(xùn)練序列占用了信道比特，降低了信道傳輸?shù)挠行?，浪費(fèi)了

61、帶寬。另外，在接收端，要將整幀的信號(hào)接收后才能提取出訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，帶來(lái)了不可避免的時(shí)延，所以對(duì)幀結(jié)構(gòu)提出了限制要求，比如快衰落信道下，由于信道的相關(guān)時(shí)間可能小于幀長(zhǎng)，基于訓(xùn)練序列的信道估計(jì)算法應(yīng)用受到限制。</p><p>　　盲估計(jì)不需要訓(xùn)練序列。盲估計(jì)算法的實(shí)現(xiàn)需要利用傳輸數(shù)據(jù)的內(nèi)在的數(shù)學(xué)信息。這種算法與基于訓(xùn)練序列的算法相比雖然節(jié)約了帶寬，但是運(yùn)算量太大，靈活性很差，在實(shí)時(shí)系統(tǒng)中的應(yīng)用受到限制。但是

62、盲估計(jì)算法不需要訓(xùn)練序列，與基于訓(xùn)練序列的信道估計(jì)算法相比提高了系統(tǒng)的效率，所以它在無(wú)線通信中的應(yīng)用越來(lái)越受到重視。</p><p>　　針對(duì)不同的信道情況，基于訓(xùn)練序列的信道估計(jì)分為基于慢衰落信道下的信道估計(jì)和基于快衰落信道下的信道估計(jì)，分別對(duì)應(yīng)塊狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻。這里所說(shuō)的快衰和慢衰是根據(jù)信道與信號(hào)變化快慢的相對(duì)關(guān)系而確定的。如果信道在OFDM信號(hào)一幀的時(shí)間內(nèi)保持準(zhǔn)靜止，則稱之為慢衰信道；如果在一幀時(shí)間內(nèi)發(fā)生

63、顯著變化，則稱之為快衰信道。</p><p>　　3.2 幾種常見(jiàn)的信道估計(jì)算法</p><p>　　3.2.1 一般系統(tǒng)信道估計(jì)模型</p><p>　　信道模型如圖3-1，數(shù)字信號(hào)在多徑衰落信道中傳送，噪聲視為理想加性高斯白噪，表示為。接收機(jī)的任務(wù)就是從接收信號(hào)中檢測(cè)出發(fā)送信息，此外，檢測(cè)器還需要信道矢量，這需要用信道估計(jì)算法得到。</p>&

64、lt;p>　　接收到的信號(hào)可以表示為：</p><p><b>　　(3-1)</b></p><p>　　其中，為信道沖激響應(yīng)，表示為：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　N為噪聲抽樣。在每一個(gè)數(shù)據(jù)包中發(fā)射機(jī)都傳送一個(gè)訓(xùn)練序列。訓(xùn)練序列表示為：</p&

65、gt;<p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　參考長(zhǎng)度，為保護(hù)長(zhǎng)度，為雙極性元素，。矩陣表示為：</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　LS信道估計(jì)算法就是要使以下平方誤差最?。?lt;/p><p><b>　?。?-5）<

66、/b></p><p>　　若只考慮高斯白噪聲，則上式可以表示為：</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　其中和分別表示矩陣的厄密共軛和矩陣的逆。</p><p>　　基于訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法[5]的基本思想就是利用發(fā)端和收端都已知的序列進(jìn)行信道估計(jì)?；谟?xùn)練序列的估計(jì)方法大致分為兩

67、類：一類是在頻域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)，另一類是在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)。根據(jù)OFDM的基本構(gòu)成，可以在時(shí)域內(nèi)和頻域內(nèi)進(jìn)行導(dǎo)頻的插入。導(dǎo)頻插入的方式有很多，塊狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻是兩種典型的插入法，它們分別對(duì)應(yīng)慢衰落和快衰落的信道情況如圖3-2所示，塊狀導(dǎo)頻周期性地在時(shí)域內(nèi)插入特定的OFDM符號(hào)，在信道中傳輸。這種導(dǎo)頻的插入方式適合于慢衰落的無(wú)線信道中，即在一個(gè)OFDM塊中，信道視為準(zhǔn)靜止。因?yàn)檫@種訓(xùn)練序列包括所有的子載波，不需要在接收端進(jìn)行頻域內(nèi)的插

68、值，所以這種導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)方案對(duì)頻率選擇性不是很敏感。這種信道估計(jì)算法一般基于LS和MMSE。如圖3-3，梳狀導(dǎo)頻均勻分布于每個(gè)OFDM塊中。假設(shè)兩種導(dǎo)頻的導(dǎo)頻載荷相同，梳狀導(dǎo)頻有更高的重傳率，因此梳狀導(dǎo)頻在快衰落信道下估計(jì)的效果會(huì)更好。但是在梳狀導(dǎo)頻的情況下，非導(dǎo)頻子載波上的信道特性只有根據(jù)對(duì)導(dǎo)頻子載波上的信道特性的插值才能得到，這種導(dǎo)頻方式對(duì)頻率選擇性衰落比較敏感。為了有效對(duì)抗頻率選擇性衰落，子載波間隔要求比信道的相關(guān)帶寬要小的多。&l

69、t;/p><p>　　3.2.2 基于LS算法的信道估計(jì)</p><p>　　圖3-4為OFDM系統(tǒng)的等效基帶模型[14]。保護(hù)間隔通常選擇為循環(huán)前綴，這樣既保持了子載波間的正交性，又可以消除符號(hào)間干擾。同時(shí)假設(shè)信道特性是緩慢變化的，即在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)視為準(zhǔn)靜止的。而且暫時(shí)不考慮多普勒頻偏對(duì)系統(tǒng)的影響，即由此產(chǎn)生的子載波間干擾（ISI）。</p><p>　　假設(shè)O

70、FDM系統(tǒng)模型用下式表示：</p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　式中為信道響應(yīng)；為已知的導(dǎo)頻發(fā)送信號(hào)；為接收到的導(dǎo)頻信號(hào)；為在導(dǎo)頻子信道上疊加的AWGN矢量。</p><p>　　LS為最小二乘(Least—Square)信道估計(jì)， LS算法就是對(duì)（3-7）式中的參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，使函數(shù)（3-8）最小。</p&

71、gt;<p><b>　?。?-8）</b></p><p>　　其中是接收端導(dǎo)頻子載波處的接受信號(hào)組成的向量；是經(jīng)過(guò)信道估計(jì)后得到的導(dǎo)頻輸出信號(hào)；是信道響應(yīng)的估計(jì)值。</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　由此可以得到LS算法的信道估計(jì)值為：</p><p&

72、gt;<b>　　（3-10）</b></p><p>　　可見(jiàn)，LS估計(jì)只需要知道發(fā)送信號(hào)，對(duì)于待定的參數(shù)，觀測(cè)噪聲，以及接收信號(hào)的其它統(tǒng)計(jì)特征，都不需要其它的信息，因此LS信道估計(jì)算法的最大優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，計(jì)算量小，僅通過(guò)在各載波上進(jìn)行一次除法運(yùn)算即可得到導(dǎo)頻位置子載波的信道特征。但是，LS估計(jì)算法由于在孤寂時(shí)忽略了噪聲的影響，所以信道估計(jì)值對(duì)噪聲干擾以及ICI的影響比較敏感。在信道噪聲

73、較大時(shí)，估計(jì)的準(zhǔn)確性大大降低，從而影響數(shù)據(jù)子信道的參數(shù)估計(jì)。</p><p>　　3.2.3 基于DFT的信道估計(jì)算法</p><p>　　為了降低二維信道估計(jì)的復(fù)雜度，可以分別在時(shí)域和頻域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)，即進(jìn)行兩個(gè)一維的信道估計(jì)，于是就提出了一種先在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)，再進(jìn)行頻域估計(jì)的信道估計(jì)算法。這種算法利用兩個(gè)相互獨(dú)立的有限沖激響應(yīng)維納濾波器，兩個(gè)濾波器分別應(yīng)用在時(shí)域和頻域內(nèi)。&l

74、t;/p><p>　　基于DFT的信道估計(jì)算法[6]首先進(jìn)行LS算法的信道估計(jì)，再經(jīng)過(guò)IDFT進(jìn)入時(shí)域，在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行線性變換，最后經(jīng)過(guò)DFT進(jìn)入頻域。</p><p>　　圖3-5為基于DFT信道估計(jì)算法的系統(tǒng)模型。信道視為慢衰落的瑞利信道，而且在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)認(rèn)為準(zhǔn)靜止。在這種假設(shè)下，系統(tǒng)可以表示為一系列平行高斯信道，如圖3-5所示。</p><p>　　其中，為

75、信道在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的信道沖激響應(yīng)的頻域表示，為系統(tǒng)的抽樣間隔。最小平方誤差（LS）的信道估計(jì)表達(dá)式為：</p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　進(jìn)一步得到線性最小均方誤差（LMMSE）估計(jì)為：</p><p><b>　?。?-12）</b></p><p>&l

76、t;b>　?。?-13）</b></p><p>　　其中，為信道沖激響應(yīng)的自相關(guān)矩陣，為加性高斯白噪聲的方差。MMSE算法的運(yùn)算量要比LS算法大得多，因?yàn)槊慨?dāng)信號(hào)變化的時(shí)候，矩陣就要隨之變化。為了進(jìn)一步降低MMSE算法的復(fù)雜度，可以將用它的期望值代替，而且仿真結(jié)果表明，這種近似帶來(lái)的性能惡化可以忽略。信號(hào)等概率調(diào)制情況下有：</p><p><b>　?。?-

77、14）</b></p><p><b>　　其中，為單位矩陣。</b></p><p>　　我們定義平均信噪比為，進(jìn)一步簡(jiǎn)化，我們得到：</p><p><b>　?。?-15）</b></p><p><b>　?。?-16）</b></p><

78、;p>　　其中在指定的星座調(diào)制中為常數(shù)。因?yàn)槿绻辉偈且粋€(gè)矩陣變量，所以不必在變化的時(shí)候重新計(jì)算一次。而且，如果在假設(shè)信道已知的情況下，和可以設(shè)為常數(shù)，則只需計(jì)算一次。</p><p>　　設(shè)信道沖激響應(yīng)對(duì)應(yīng)的第Ｋ個(gè)子載波表示為：</p><p><b>　?。?-17）</b></p><p>　　其中，直接相互獨(dú)立。</p>

79、;<p>　　信道的相關(guān)性矩陣可以表示為：</p><p><b>　?。?-18）</b></p><p><b>　　其中， </b></p><p><b>　?。?-19）</b></p><p><b>　　已知</b></p

80、><p><b>　?。?-20）</b></p><p><b>　?。?-21）</b></p><p>　　為的概率密度函數(shù)，為功率延時(shí)包絡(luò)，有</p><p><b>　?。?-22）</b></p><p>　　當(dāng)趨向于無(wú)窮大時(shí)，得到歸一化頻域內(nèi)的

81、信道相關(guān)特性：</p><p><b>　?。?-23）</b></p><p>　　將MMSE作為參考和基于DFT信道估計(jì)算法的起點(diǎn)，基于DFT信道估計(jì)算法的結(jié)構(gòu)如圖3-7：</p><p>　　將LS算法得到的信道特性進(jìn)行傅里葉反變化（IDFT）得到，在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在信道滿足整數(shù)點(diǎn)采樣信道的情況下，在時(shí)域內(nèi)，能量只集中

82、在少數(shù)幾個(gè)采樣點(diǎn)上，我們可以利用這種能量集中的特性在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)，復(fù)雜度將大大降低。</p><p>　　得到后，進(jìn)行線性變化得到，再進(jìn)行離散傅里葉變換（DFT），得到。這種算法利用了時(shí)域內(nèi)能量集中和傅里葉變換的特性來(lái)減小復(fù)雜度，而且信道估計(jì)性能沒(méi)有明顯的惡化。</p><p>　　時(shí)域內(nèi)的變換式可以表示為：</p><p><b>　?。?-24）

83、</b></p><p>　　其中，為維的DFT矩陣：</p><p><b>　　其中</b></p><p>　　可以通過(guò)簡(jiǎn)化來(lái)降低系統(tǒng)的復(fù)雜度。最直接的方法就是忽略中較小的參數(shù)。只讓信噪比較大的參數(shù)經(jīng)過(guò)DFT進(jìn)入頻域。這要求系統(tǒng)的定時(shí)比較準(zhǔn)確，如果同步做的不好，則信道能量分布在整個(gè)子載波范圍內(nèi)，再忽略一些參數(shù)就不可避免的會(huì)引起

84、較大的誤差。</p><p>　　3.2.4 基于濾波器的信道估計(jì)算法</p><p>　?。?）Hoeher提出的頻域維納濾波器[10]，由有限長(zhǎng)度單位沖激響應(yīng)濾波器（FIR）組成，缺點(diǎn)是硬件的復(fù)雜度很高。</p><p>　?。?）固定抽頭濾波器（Fixed tap filter）[11]，利用頻域內(nèi)固定抽頭濾波器，可以通過(guò)平均子載波信號(hào)矢量消除噪聲，從而提高

85、信道估計(jì)的精確度，這種濾波器起到一種均衡的效果。而且，這種FIR濾波器應(yīng)用移動(dòng)來(lái)代替相乘器，從而降低了設(shè)備的復(fù)雜度。</p><p>　?。?）可調(diào)節(jié)濾波器（Adaptive filter）[12]為了跟蹤信道并及時(shí)反映信道的變化，提高信道估計(jì)的性能，采用可調(diào)節(jié)濾波器，即濾波器的抽頭參數(shù)是可變化的，如圖3-8所示這種變化是根據(jù)每個(gè)子載波幅度和相鄰子載波矢量的差異來(lái)進(jìn)行的。</p><p>

86、　　這種方案的具體實(shí)現(xiàn)步驟為：確定估計(jì)信道衰減值的幅度：</p><p><b>　?。?-25）</b></p><p>　　是應(yīng)用LS算法估計(jì)得到的信道特性，是的一個(gè)元素。</p><p>　　定義為相鄰子載波級(jí)差向量：</p><p><b>　?。?-26）</b></p>&

87、lt;p>　　其中為一個(gè)OFDM符號(hào)的子載波數(shù)。</p><p>　　由R得到差向量電平V，定義為：</p><p><b>　?。?-27）</b></p><p>　　其中。這里，與是一些經(jīng)驗(yàn)數(shù)值。</p><p><b>　　確定幅度電平：</b></p><p>

88、;<b>　?。?-28）</b></p><p>　　其中，由值決定可調(diào)節(jié)濾波器的階數(shù)</p><p><b>　?。?-29）</b></p><p>　　濾波器方框圖如圖3-9所示的可調(diào)節(jié)濾波器結(jié)構(gòu)。其中</p><p>　　FIR濾波器的系數(shù)為：</p><p>　　

89、對(duì)應(yīng)3抽頭的濾波器；</p><p>　　對(duì)應(yīng) 5抽頭的濾波器；</p><p>　　對(duì)應(yīng)7抽頭的濾波器。</p><p>　　這種算法尤其適用于高速的無(wú)線局域網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)起來(lái)相對(duì)簡(jiǎn)單，而且算法收斂時(shí)間比較快。但是該算法也存在一些問(wèn)題，比如說(shuō)參數(shù)R的確定，在很大程度上取決于經(jīng)驗(yàn)數(shù)值。</p><p>　　3.2.5 最大似然估計(jì)算法</p

90、><p>　　最大似然估計(jì)算法[13]是估計(jì)和檢測(cè)算法中的一種基礎(chǔ)方法，它在檢測(cè)與估值中的應(yīng)用比較廣泛，尤其是在理論分析時(shí)。但是由于它的復(fù)雜度，很大程度上使其應(yīng)用受到限制。</p><p>　　下面簡(jiǎn)單介紹一下最大似然算法和最大后驗(yàn)概率估計(jì)算法。設(shè)發(fā)端信號(hào)為，收端信號(hào)為，為了使接收端錯(cuò)誤最小，就要求后驗(yàn)概率最大。由貝葉斯公式：</p><p><b>　?。?

91、-30）</b></p><p>　　對(duì)于，選擇使得最大的對(duì)應(yīng)的符號(hào)作為輸出。由此，得到MAP準(zhǔn)則：使得統(tǒng)計(jì)意義上平均錯(cuò)誤概率最小。</p><p><b>　　則輸出判為</b></p><p><b>　　由貝葉斯公式得到：</b></p><p>　　若則判為 （3-31）<

92、/p><p>　　其中，稱為似然概率，為先驗(yàn)概率。</p><p><b>　　令，得到ML準(zhǔn)則：</b></p><p>　　則判為 （3-32）</p><p>　　經(jīng)過(guò)推導(dǎo)可以得到MAP與ML之間的關(guān)系，即滿足ML準(zhǔn)則一定滿足MAP準(zhǔn)則，但滿足MAP準(zhǔn)則不一定滿足ML準(zhǔn)則。</p><p>　

93、　以ML準(zhǔn)則為基礎(chǔ)，進(jìn)行OFDM的信道估計(jì)算法研究。該算法采用迭代方法，首先利用導(dǎo)頻或前一個(gè)OFDM符號(hào)計(jì)算得到信道的初始狀態(tài)，再用直接判決模式進(jìn)行迭代運(yùn)算跟蹤信道的變化。OFDM系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)為這種算法提供了方便。下面介紹一下迭代算法的實(shí)現(xiàn)。</p><p>　　設(shè)接收端經(jīng)過(guò)FFT后的接收信號(hào)為：</p><p><b>　?。?-33）</b></p>

94、<p>　　其中，為信道的頻率響應(yīng)，為高斯白噪聲的傅里葉變換，為子載波數(shù)目，為多徑信道的徑數(shù)。</p><p>　　以ML準(zhǔn)則為基礎(chǔ)，進(jìn)行信道估計(jì)。通常，信道頻域響應(yīng)參數(shù)彼此相關(guān)的，而時(shí)域沖激響應(yīng)參數(shù)是相互獨(dú)立的，因此在運(yùn)算時(shí)，時(shí)域的參數(shù)要小于頻域的參數(shù)，所以通常是在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行ML算法研究。</p><p>　　用，和分別表示發(fā)送信號(hào)，信道沖激響應(yīng)和接收信號(hào)。在給定和的情況下

95、的似然函數(shù)為：</p><p><b>　?。?-34）</b></p><p>　　為噪聲實(shí)部或虛部的方差，即。定義為“距離”函數(shù)，可以表示為：</p><p><b>　　（3-35）</b></p><p>　　再就是需要找到和，使得最大，也就是最小。</p><p>

96、　　設(shè)，在已知的情況下，對(duì)求導(dǎo)可得下式：</p><p><b>　?。?-36）</b></p><p><b>　?。?-37）</b></p><p><b>　　推導(dǎo)后得到下式：</b></p><p><b>　?。?-38）</b></p

97、><p>　　其中和定義為和經(jīng)過(guò)IFFT得到的結(jié)果：</p><p><b>　?。?-39）</b></p><p><b>　?。?-40）</b></p><p>　　對(duì)上式兩邊同時(shí)進(jìn)行維的傅里葉變換，得到：</p><p><b>　?。?-41）</b&

98、gt;</p><p>　　上標(biāo)（）表示維度是的傅里葉變換。由上式得到：</p><p><b>　?。?-42）</b></p><p>　　對(duì)于一般的常系數(shù)調(diào)制而言，對(duì)所有的有，為常數(shù)，有：</p><p><b>　?。?-43）</b></p><p><b&g

99、t;　　可以得到：</b></p><p><b>　?。?-44）</b></p><p>　　所以，在給定的的情況下，得到ML算法下的信道沖激響應(yīng)。由于OFDM系統(tǒng)在設(shè)計(jì)符號(hào)結(jié)構(gòu)時(shí)要求符號(hào)的保護(hù)間隔要大于多徑信道的徑數(shù)，所以通常取。</p><p>　　在估計(jì)得到信道沖激特性或之后，應(yīng)用ML算法得到發(fā)送信號(hào)：</p>

100、<p><b>　?。?-45）</b></p><p>　　3.2.6 信道估計(jì)算法總結(jié)</p><p>　　由前幾節(jié)可以看出，每個(gè)信道估計(jì)方法都有自己的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。</p><p>　　基于DFT的信道估計(jì)算法是利用能量集中的特性在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)。所謂的能量集中特性就是指，在信道滿足整數(shù)點(diǎn)采樣信道的情況下，在時(shí)域內(nèi)，能量

101、只集中在少數(shù)幾個(gè)采樣點(diǎn)上。雖然利用這種特性，在信道估計(jì)中它的復(fù)雜度大大降低，但是在非整數(shù)點(diǎn)采樣信道的情況下，雖然信道功率仍然相對(duì)集中，但散落在所有載波上，在簡(jiǎn)化運(yùn)算時(shí)舍去一部分值會(huì)帶來(lái)不可避免的誤差，存在誤差的“地板效應(yīng)”。另外，在信道同步定時(shí)不是很理想的時(shí)候，會(huì)出現(xiàn)采樣不匹配的缺陷。</p><p>　　基于頻域維納濾波器的信道估計(jì)算法硬件的復(fù)雜度太高，不適用一般的信道估計(jì)?；诠潭ǔ轭^濾波器可以通過(guò)平均子載波

102、信號(hào)矢量消除噪聲，提高信道估計(jì)器的精確度，達(dá)到均衡的效果，而且降低了設(shè)備的復(fù)雜度。但是它對(duì)同步要求太高，在同步不理想的情況下，誤差較大?；诳烧{(diào)濾波器的信道估計(jì)算法，可以及時(shí)跟蹤信道并反映信道的變化，提高估計(jì)的性能，它尤其適用于高速的無(wú)線局域網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)起來(lái)相對(duì)簡(jiǎn)單，而且算法收斂時(shí)間比較快。但是由于其控制抽頭的參數(shù)，在很大程度上取決于經(jīng)驗(yàn)數(shù)值，這直接導(dǎo)致了這種算法估計(jì)的不穩(wěn)定性。</p><p>　　最大似然估計(jì)算法

103、在檢測(cè)和估值中的應(yīng)用相當(dāng)廣泛，尤其是在理論分析上，但是它的復(fù)雜度過(guò)大，使其在實(shí)際應(yīng)用中收到了很大的限制。</p><p>　　表3-10 幾種信道估計(jì)方法的比較</p><p>　　由表3-10可知，每一種信道估計(jì)算法都有自己的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)，所以在選擇信道估計(jì)算法的時(shí)候，要注意要求的精確度，再結(jié)合計(jì)算的復(fù)雜度找出一種最合適的信道估計(jì)方法。</p><p>　　第四章

104、 基于LS和DFT算法信道估計(jì)</p><p>　　4.1 基于LS和DFT算法信道估計(jì)的MATLAB實(shí)現(xiàn)</p><p>　　設(shè)定載波數(shù)目為64，OFDM符號(hào)個(gè)數(shù)為50，循環(huán)前綴為8，導(dǎo)頻間隔為8，調(diào)制模式為16，信噪比取值0到20，步長(zhǎng)為2，循環(huán)次數(shù)為15。</p><p>　　基于LS和DFT算法的信道估計(jì)的MATLAB實(shí)現(xiàn)程序（見(jiàn)附錄）。</p>

105、<p>　　4.2 仿真分析及比較</p><p>　　經(jīng)過(guò)MATLAB仿真，得到仿真結(jié)果如圖4-2：圖中紫色的線表示LS信道估計(jì)的變化曲線，黑色的線表示DFT信道估計(jì)的變化曲線。</p><p>　　圖4-2 OFDM系統(tǒng)的LS和DFT信道估計(jì)</p><p>　　由上圖可知：在LS算法和DFT信道估計(jì)的情況下，系統(tǒng)的誤比特率，隨著信道信噪比的增

106、大反而逐步減小。隨著信道信噪比越來(lái)越大，LS信道估計(jì)比DFT信道估計(jì)減少的更快。LS算法和DFT算法簡(jiǎn)單實(shí)用，不僅適用于慢衰落下的信道估計(jì)，也同樣適用于快衰落下的信道估計(jì)。在信道估計(jì)精確度要求不高的情況下，基于這兩種算法的信道估計(jì)器是相對(duì)簡(jiǎn)單、實(shí)用的估計(jì)器。</p><p><b>　　第五章 總結(jié)</b></p><p>　　進(jìn)入21世紀(jì)以來(lái)，無(wú)線通信技術(shù)正在以前

107、所未有的速度向前發(fā)展，而作為第4代高速率通信系統(tǒng)的候選方案之一——正交頻分復(fù)用（OFDM），已經(jīng)有很多專家針對(duì)它在無(wú)線通信技術(shù)上的應(yīng)用展開(kāi)了研究。</p><p>　　在OFDM系統(tǒng)中，由于無(wú)線通信系統(tǒng)信道的影響，為了提高接收端的判決性能，必須進(jìn)行信道估計(jì)，OFDM系統(tǒng)信道的估計(jì)算法的研究變得十分重要。</p><p>　　本文首先介紹了OFDM系統(tǒng)，包括它的發(fā)展現(xiàn)狀、優(yōu)缺點(diǎn)和幾個(gè)關(guān)鍵技術(shù)

108、，OFDM可以有效的減少ISI的影響，而且OFDM本身?yè)碛芯馓匦?，可以看出OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)具有得天獨(dú)厚的技術(shù)優(yōu)勢(shì)。</p><p>　　接著給出了OFDM系統(tǒng)的收發(fā)機(jī)原理框圖，并對(duì)其中的串并轉(zhuǎn)換、DFT、保護(hù)間隔、循環(huán)前綴、加窗技術(shù)和OFDM基本參數(shù)的選擇做出了詳細(xì)解釋。</p><p>　　然后給出了信道估計(jì)系統(tǒng)的框圖，及設(shè)計(jì)要求?！昂谩钡男诺拦烙?jì)算法就是要使某種估計(jì)誤差最小化。接

109、著給出了幾種常見(jiàn)的信道估計(jì)器的設(shè)計(jì)過(guò)程，基于DFT的信道估計(jì)算法、基于LS的信道估計(jì)算法、基于濾波器的信道估計(jì)算法和最大似然估計(jì)算法，比較了它們的優(yōu)缺點(diǎn)。</p><p>　　針對(duì)不同的信道情況，采用不同的信道估計(jì)算法。我采用了基于LS算法和DFT的信道估計(jì)方法，利用MATLAB語(yǔ)言做出了仿真圖像。在精確度要求不是很高的情況下，基于LS算法和DFT的信道估計(jì)器能有效簡(jiǎn)化運(yùn)算。實(shí)驗(yàn)表明：基于LS算法和DFT的信道估

110、計(jì)方法是兩種有效實(shí)用的信道估計(jì)方法。</p><p><b>　　參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　[1]. 彭木根,王文博,等．下一代寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)[M].北京：機(jī)械工業(yè)出版社,2007 </p><p>　　[2] .希瑞克斯(北京)通信設(shè)備有限公司．無(wú)線通信的MATLAB和FPGA實(shí)現(xiàn)[J].北京：人民郵電出版社,2009</

111、p><p>　　[3]. 史治國(guó),洪少華,陳抗生．基于XILINX FPGA的OFDM通信系統(tǒng)基帶設(shè)計(jì)[M]．浙江：浙江大學(xué)出版社,2009</p><p>　　[4] .王文博,鄭侃．寬帶無(wú)線通信OFDM技術(shù)[M]．北京：人民郵電出版社,2003</p><p>　　[5]. Juha Heiskala,Jone Terry．OFDM無(wú)線局域網(wǎng)[M]．北京：電子工業(yè)出

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113、<p>　　[8] .楊家瑋,盛敏,劉勤.移動(dòng)通信基礎(chǔ)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2005.10</p><p>　　[9] .Keller,Thomas,and Lajos Hanzo.Adaptive Multicarrier Modulation:A Convenient Framework for Time-Frequency Processing in Wireless Communicat