高頻電子線路-數(shù)字調(diào)制與解調(diào)電路

1、第9章 數(shù)字調(diào)制與解調(diào)電路,9.1 概 述 9.2 數(shù)字振幅調(diào)制與解調(diào)電路9.3 數(shù)字相位調(diào)制與解調(diào)電路9.4 數(shù)字頻率調(diào)制與解調(diào)電路9.5 集成電路實例介紹9.6 章末小結(jié)習 題,9.1 概 述,采用數(shù)字信號對載波進行調(diào)制， 稱為數(shù)字調(diào)制。 數(shù)字調(diào)制信號可以是二進制的， 也可以是多進制的。 本書僅討論二進制數(shù)字信號的調(diào)制與解調(diào)。 載波一般仍采用正弦波信號。,與模擬調(diào)制相同， 數(shù)字調(diào)制仍然是用數(shù)字調(diào)制信號

2、（或稱為數(shù)字基帶信號）去分別控制正弦載波的振幅、 頻率或相位三個參量。 但是， 由于數(shù)字信號僅有高、 低電平兩個離散狀態(tài)， 因此可以用正弦載波的某些離散狀態(tài)來表示相應(yīng)的數(shù)字信息“1”或“0”， 例如載波的有或無， 兩種載波頻率的跳變或載波兩種相位的跳變等等。 數(shù)字調(diào)制的三種基本類型仍然是振幅調(diào)制、 頻率調(diào)制和相位調(diào)制， 而每種基本類型又包括多種實現(xiàn)方式。,因為數(shù)字基帶信號是編碼后產(chǎn)生的二進制隨機矩形信號， 且往往具有直流和豐富的低頻分量

3、， 所以分析它的頻譜應(yīng)該采用功率頻譜， 這一點是和模擬調(diào)制與解調(diào)時不一樣的。 另外， 數(shù)字振幅調(diào)制與解調(diào)、 數(shù)字相位調(diào)制和解調(diào)以及相位不連續(xù)數(shù)字頻率調(diào)制與解調(diào)等幾種方式屬于線性頻率變換（或稱為線性調(diào)制與解調(diào)）， 相位連續(xù)數(shù)字頻率調(diào)制與解調(diào)等方式屬于非線性頻率變換（或稱為非線性調(diào)制與解調(diào)）， 這一點也和模擬調(diào)制/解調(diào)有些差別。,數(shù)字調(diào)制和解調(diào)涉及到的基本電路有放大器、 濾波器、 乘法器、 振蕩器、 平衡調(diào)制器、 檢波器、 限幅器、 90&

4、#176;相移器、 加法器、 載波提取電路、 同步信號提取電路、 微分或積分電路、 取樣判決電路和延時電路等等。 這些電路中大部分是模擬電路， 且在本書前幾章已經(jīng)介紹過了； 少部分是數(shù)字電路， 在“數(shù)字電路”課程中也已經(jīng)學習過了。 所以， 本章主要以方框圖的形式對有關(guān)數(shù)字調(diào)制和解調(diào)電路進行討論， 一般不再涉及內(nèi)部的具體電路。,數(shù)字調(diào)制技術(shù)的優(yōu)點在于抗干擾和噪聲的能力強， 可以同時傳輸各種不同速率或帶寬的信號（例如聲音、 圖像和數(shù)據(jù)信號等

5、等）， 易于采用加密的方式傳送信息。 但是， 由于數(shù)字基帶信號的頻譜較寬， 因此如何充分有效地利用有限的頻帶是數(shù)字調(diào)制中重要的研究課題， 這也是許多種調(diào)制方式產(chǎn)生的原因。 限于篇幅， 本章僅介紹了其中一些典型的調(diào)制和解調(diào)方式。,9.2 數(shù)字振幅調(diào)制與解調(diào)電路,1. ASK信號的表達式、 波形、 功率頻譜和帶寬 設(shè)載波信號為uc（t）=cosωct （此為振幅歸一化信號， 以后各信號類似）， ωc=2πfc， 數(shù)

6、字基帶信號為單極性隨機矩形脈沖序列 ， 則ASK信號可寫成,（9.2.1）,其中， g（t）是碼元寬度為Ts， 高度為1的非歸零碼矩形脈沖， an為二進制隨機變量， 且有 0 出現(xiàn)概率為P an= 1 出現(xiàn)概率為1-P

7、 根據(jù)隨機信號分析的知識， s（t）的功率頻譜密度表達式為,,圖9.2.1 ASK信號波形,根據(jù)隨機信號分析的知識， s（t）的功率頻譜密度表達式為

8、 （9.2.2） 其中， fs=1/Ts=ωs/2π， 門函數(shù)g（t）的頻譜即其傅氏變換為,可見， Ps（f）中前一項含有直流分量和連續(xù)交流分量， 后一項是離散直流分量。 ASK信號uAK（t）的雙邊功率頻譜密度表達式為,(9.2.3),圖9.2.2和圖9.2.3分別給出了s（t）和uAK（t）的功率頻譜。 因為對稱， 故只畫出了uAK（t）的單邊功率頻譜。,圖9.2.2 s（t）功

9、率頻譜,圖9.2.3 ASK信號單邊功率頻譜,由圖9.2.2和圖9.2.3可以看出， 振幅鍵控是將數(shù)字基帶信號的功率頻譜從位于直流附近的較低頻段線性搬移到了位于載頻附近的較高頻率段， 且振幅鍵控信號包含了離散的載頻分量。 這些與模擬普通調(diào)幅的原理是一致的。,根據(jù)數(shù)字基帶信號和振幅鍵控信號功率頻譜的特點， 通常將它們的帶寬以功率頻譜的主瓣寬度來定義， 稱為“譜零點帶寬”， 因為功率頻譜主瓣里包含了大部分信號功率。 由圖9.2.2和圖9.

10、2.3可見， 振幅鍵控信號的帶寬為2fs， 是數(shù)字基帶信號帶寬的兩倍。 這一點也與模擬普通調(diào)幅相同。,2.振幅鍵控信號的產(chǎn)生和解調(diào) 常用的ASK調(diào)制方法有兩種：相乘法和通斷鍵控法（OnOff Keying， 簡稱OOK）， 如圖9.2.4所示。 前一種方法的原理和模擬振幅調(diào)制的相乘法原理相同。 后一種方法的原理從ASK信號的時域波形可以很容易理解， 即s（t）=1時控制開關(guān)閉合， 輸出載波信號； s（t）=0

11、時控制開關(guān)斷開， 輸出信號為0。,圖9.2.4 ASK調(diào)制方式 （a） 相乘法； （b）通斷鍵控法,ASK解調(diào)通常也有兩種方法： 包絡(luò)檢波與同步檢波， 與模擬普通調(diào)幅波的解調(diào)基本相同。 但是， 由于數(shù)字振幅解調(diào)時從低通濾波器取出的僅僅是數(shù)字基帶信號中的低頻分量， 其波形還不是矩形脈沖序列， 因此還必須在每個碼元的中間位置進行取樣判決， 才能恢復出發(fā)送端的數(shù)字基帶信號。 ASK的主要優(yōu)點是實現(xiàn)簡單， 缺點是頻帶利

12、用率和功率利用率不高。 采用類似于模擬振幅調(diào)制的單邊帶方式和殘留邊帶方式雖然可以有所改善， 但后來逐漸被正交雙邊帶調(diào)制方式代替了。,9.3 數(shù)字相位調(diào)制與解調(diào)電路,9.3.1 相移鍵控PSK 1. PSK信號的表達式、 波形、 功率頻譜和帶寬 設(shè)載波為uc（t）=cosωct， 數(shù)字基帶信號仍為

13、 ， 則相移鍵控（Phase Shift Keying， 簡稱PSK）信號為,(9.3.1),圖9.3.1給出了s（t）、 uc（t）和uPK（t）的波形圖。,其中,bn=,-1 當an=0時， 出現(xiàn)概率為P,1 當an=1時， 出現(xiàn)概率為1-P,,（9.3.2）,圖9.3.1 PSK和DPSK信號波形,uPK(t)的雙邊功率頻譜密度表達式為,從式（9.3.1）和圖9.3.1可以看出， PSK波形在s（t）中

14、碼元“1”和“0”起始時刻的初相位分別是0和π， 所以在每兩個碼元的交替時刻可能存在著相位突變， 這與Ts和Tc（Tc=1/fc）之間的大小有關(guān)。,比較式（9.3.3）和式（9.2.3）， 可見PSK和ASK的功率頻譜幾乎相同， 也是一種線性頻譜搬移。 除了各頻率分量的大小略有不同外， 最大的區(qū)別在于當P=0.5， 即s（t）中“1”碼與“0”碼的概率相同時， PSK的功率頻譜中無載頻分量， 此時的PSK相當于抑制載波的雙邊帶調(diào)制， 功

15、率利用率較高。 PSK的帶寬也是以“譜零點帶寬”來定義， 它的帶寬也是2fs。,2. PSK信號的產(chǎn)生和解調(diào) PSK信號的產(chǎn)生有調(diào)相法和相位選擇法兩種， 如圖9.3.2所示。,圖9.3.2 PSK調(diào)制方式 （a）調(diào)相法； （b）相位選擇法,調(diào)相法是采用二極管平衡調(diào)制器或乘法器進行調(diào)制， 其原理和模擬普通調(diào)幅的原理相似， 不過先需要將單極性信號s（t）變換成雙極性信號

16、 。 其中bn滿足式（9.3.2）。 從式（9.3.1）可以看出， PSK信號是雙極性信號作用下的調(diào)幅信號。,相位選擇法是用s（t）控制兩個門電路， 分別選擇讓不同初相位的載波輸出， 然后用加法器將它們組合后形成PSK信號。 s（t）=0時， 門1導通， 門2關(guān)閉； s（t）=1時， 門1關(guān)閉，門2導通。,由于PSK信號中可能不存在載波信號， 因此通常情況下將其視為抑制載波的雙邊帶信號， 因而只能采用同

17、步檢波的方法， 如圖9.3.3所示。 與ASK信號的解調(diào)相同， PSK信號的解調(diào)仍然必須采用取樣判決電路。 PSK的最大缺點是容易因“相位模糊”而產(chǎn)生解調(diào)出錯。 在PSK信號解調(diào)時， 最關(guān)鍵的一點在于載波提取。 采用8.4.3節(jié)介紹的平方環(huán)電路可以從PSK信號中提取載波， 但這種方法可能產(chǎn)生載波的“相位模糊”。 如果載波的初相位發(fā)生180°的錯誤， 則取樣判決后的碼元信息將完全相反。 所以PSK很少應(yīng)用

18、。,圖9.3.3 PSK信號同步檢波,9.3.2 差分相移鍵控DPSK 差分相移鍵控（Differential Phase Shift Keying）克服了“相位模糊”帶來的的缺點， 具有廣泛的應(yīng)用場合。 DPSK信號與PSK信號的區(qū)別僅僅是， 在調(diào)制前先要將數(shù)字基帶信號s（t）通過差分編碼電路轉(zhuǎn)變?yōu)閱螛O性差分碼基帶信號 ， 再將sc

19、（t）轉(zhuǎn)變?yōu)殡p極性差分碼基帶信號sd(t)， ， 也就是說， 將單極性絕對碼序列{an}轉(zhuǎn)變成雙極性差分碼序列{dn}。,且有 cn=an⊕ cn-1 (9.3.4) DPSK信號波形如圖9.3.1所示。,其中,d n=,-1 當cn=0時,1 當cn

20、=1時,,由圖可見， DPSK信號波形與PSK信號波形不同， 它不是以每一碼元起始時刻的相位是“0”或是“π”來表示其信息是“1”或是“0”， 而是以每一碼元起始時刻相位是否有180°跳變來表示其信息（有跳變是“1”， 無跳變是“0”）。 所以， DSPK信號解調(diào)時不需要某一個固定的載波相位初始值。 只要相鄰碼元的載波相位關(guān)系不發(fā)生錯誤， 即使接收端提取的載波與發(fā)送端載波有180°的初始相位誤差， 也能進行正確解調(diào)。

21、,設(shè)差分譯碼電路輸出yn與輸入xn的關(guān)系式為  yn=xn⊕ xn-1 （9.3.5） 若接收端產(chǎn)生的載波初相位正確， 則解調(diào)后能得到單極性差分碼序列{cn}， 即xn=cn， 代入式（9.3.5）和（9.3.4）， 可求得 yn=cn⊕ cn-1=an⊕cn-1⊕ cn-1=an⊕ 0=an

22、 若接收端產(chǎn)生的載波初相位與發(fā)送端反相， 即xn=cn ， 則有 yn=cn ⊕ cn-1 =cn⊕ cn-1=an,,,,所以， 無論是否出現(xiàn)載波的“相位模糊”， 接收端經(jīng)過差分譯碼后都能恢復原始基帶信號序列{an}。 如果將sd （t）代替s（t）作為數(shù)字基帶信號， 則DPSK信號的功率頻譜、 帶寬與PSK相同。 DPSK信號解調(diào)方法主

23、要有以下兩種。 （1） 先采用PSK信號解調(diào)方式對DPSK信號進行解調(diào)， 得到sc（t）， 然后再經(jīng)過差分譯碼電路輸出原始基帶信號s（t）。,圖9.3.4 DPSK信號的一種解調(diào)方法： 相位比較法,（2） 將DPSK信號延遲一個碼元間隔Ts， 然后比較兩個相鄰碼元的載波相位差而得到s（t）， 如圖9.3.4所示。,若相鄰碼元的載波相位差為0（即無跳變）， 則相乘后有cosωct·cosωct=（1+co

24、s2ωct）/2， 經(jīng)低通濾波器后輸出正的直流分量； 若相鄰碼元的載波相位差為π（即有跳變）， 則相乘后有cosωct·cos(ωct+π)=-（1+cos2ωct）/2， 經(jīng)低通濾波器后輸出負的直流分量。 然后經(jīng)取樣判決后得出正電壓為“0”， 負電壓為“1”。 顯然， 這就是原始數(shù)字基帶信號s（t）的碼元， 不需要再進行差分譯碼了。 但是， 這種方法的困難在于如何精確地將接收信號延遲Ts時間。,【例9.1】 已知數(shù)字基帶

25、信號序列s(t)={1 1 0 1 0 0 1 0 1}， Ts=10 μs， 載波頻率fc=200 kHz， 畫出對應(yīng)的uPK(t)和uDPK（t）波形。 若接收端提取的載波產(chǎn)生了180°相移， PSK信號和DPSK信號解調(diào)后的數(shù)字基帶信號序列有什么不同？畫出有關(guān)波形。,解： 圖例9.1中（a）、 （b）分別是發(fā)送端載波和s（t）， （c）、 （e）分別是對應(yīng)的PSK信號和DPSK信號波形圖， （f）是與發(fā)送端載波反相的載

26、波波形圖， （g）、 （h）和（j）分別是PSK信號與反相后的載波相乘、 低通濾波和取樣判決后恢復的基帶信號波形圖， （k）、 （l）、 （m）和（n）分別是DPSK信號與反相后的載波相乘、 低通濾波、 取樣判決和差分譯碼后恢復的基帶信號波形圖。,圖例9.1,9.4 數(shù)字頻率調(diào)制與解調(diào)電路,數(shù)字頻率調(diào)制的基本方式是頻移鍵控FSK（Frequency Shift Keying）， 其中又分成相位不連續(xù)頻移鍵控（Discrete Phas

27、e FSK， 簡稱DPFSK）和相位連續(xù)頻移鍵控（Continuous Phase FSK， 簡稱CPFSK）兩種。 在CPFSK的基礎(chǔ)上， 又產(chǎn)生了多種新的調(diào)制方式， 如MSK、 GMSK等。 除了DPFSK屬于線性調(diào)制外， CPFSK、 MSK和GMSK等均屬于非線性調(diào)制。,9.4.1 相位不連續(xù)頻移鍵控DPFSK 1. DPFSK信號的表達式、 波形、 功率頻譜和帶寬 設(shè)兩個正弦信號

28、分別為u1(t)=cosω1t和u2(t)=cosω2t， 數(shù)字基帶信號為 ， 則DPFSK信號為,(9.4.1),其中， an的定義與式（9.2.1）相同， 且an 是an的反碼， φn、 θn分別是第n個碼元期間對應(yīng)的兩個正弦信號的初相位。,,可見， DPFSK信號是用兩個不同角頻率ω1、 ω2（或不同頻率f1、 f2）的正弦波來分別傳送相應(yīng)的兩個不同信息

29、“0”和“1”， 兩個不同正弦波的振蕩波形銜接時， 它們的相位一般是不連續(xù)的， 即φn與θn沒有關(guān)聯(lián)， n為不同值時φn（或θn）相互之間也無關(guān)聯(lián)， 如圖9.4.1所示。,圖9.4.1 DPFSK信號波形,根據(jù)式（9.4.1）， DPFSK信號可以看成是兩個ASK信號的疊加， 其功率頻譜密度表達式為,(9.4.2),圖9.4.2分別給出了h為不同值時DPFSK信號的單邊功率頻譜。 設(shè)f2＞f1。,定義頻移鍵控指數(shù)為,（9.4.3）,圖

30、9.4.2 DPFSK信號單邊功率頻譜,由式（9.4.2）和圖9.4.2可以看出， DPFSK信號功率頻譜具有以下幾個特點。 （1） DPFSK信號功率頻譜由兩個雙邊帶連續(xù)頻譜和離散頻譜組成， 離散頻譜的位置處于f1、 f2處， 可以看成是兩個ASK信號功率頻譜的疊加。 （2） 若h值逐漸減小， 即兩個正弦波頻率f1、 f2的差值逐漸減小， 則組成DPFSK信號的兩個雙邊帶頻譜將逐漸靠攏疊加。

31、 參照ASK信號帶寬的定義， 可以得出DPFSK信號的帶寬BW=|f2-f1|+2fs， 比ASK、 PSK和DPSK信號的帶寬要寬一些。,圖9.4.3 DPFSK信號調(diào)制方法,2. DPFSK信號的產(chǎn)生和解調(diào) DPFSK信號的產(chǎn)生通常采用頻率鍵控法， 其原理方框圖見圖9.4.3。 頻率鍵控法是用s（t）控制開關(guān)電路分別接通兩個正弦波振蕩器的輸出， 將它們相加后得到uD

32、FK（t）。,一方面， DPFSK信號可看成是兩個ASK信號的疊加， 所以可采用ASK信號的解調(diào)方式（如包絡(luò)檢波和同步檢波）進行解調(diào)， 不過需要先用兩個帶通濾波器分別取出兩個正弦信號， 然后分別進行檢波后再作取樣判決， 從而恢復出原數(shù)字基帶信號。 另一方面， 作為頻率調(diào)制的DPFSK信號也可以采用模擬鑒頻法等頻率解調(diào)的方法。,采用第一種解調(diào)方式時， 為了便于用濾波器分離出兩個正弦信號， DPFSK信號的兩個頻率f1和f2之間的頻差應(yīng)該足

33、夠大， 使其兩部分頻譜的疊加部分足夠少。 如果采用兩個帶通濾波器進行分路的解調(diào)方法， 通常取|f2-f1|=4fs， 因此相應(yīng)帶寬BW=6fs， 是ASK信號帶寬的3倍。 DPFSK信號解調(diào)方法的原理方框圖如圖9.4.4所示。 由于DPFSK信號在不同碼元交替時刻相位不連續(xù)， 將造成相位突變， 導致較強的高頻諧波分量產(chǎn)生， 形成較明顯的雜波干擾。,圖9.4.4 DPFSK信號解調(diào)方法

34、(a) 包絡(luò)檢波; (b) 同步檢波; (c) 鎖相鑒頻,9.4.2 相位連續(xù)頻移鍵控CPFSK 1. CPFSK信號的表達式、 波形、 功率頻譜和帶寬 CPFSK信號仍然可以用式（9.4.1）表示， 不同之處在于， φn與θn不僅與其序號有關(guān)， 而且相互之間應(yīng)有一定關(guān)系， 保證在相鄰碼元交替時刻， 前后兩個正弦波的相位相同， 從而實現(xiàn)相位連續(xù)。 根據(jù)相位連續(xù)的特點， CPF

35、SK信號在第n個碼元期間的表達式可以寫成 uCFKn（t）=cos［(ωc+Δω)t+φn］ nTs≤t≤(n+1)Ts; n=0， 1， 2… （9.4.4）,其中， Δω=bn(ω2-ω1)/2， bn的定義同式（9.3.2）， 表明是雙極性數(shù)字基帶信號。 ωc=2πfc=（ω1+ω2）/2， ω1=2πf1和ω2=2πf2分別是兩個正

36、弦信號角頻率， 且有ω2>ω1。 φn是第n個碼元期間CPFSK信號表達式的相位常數(shù)。 根據(jù)式（9.4.3）可得到,當bn=1時，,當bn=-1時，,,(9.4.5),由于在t=nTs時刻相位連續(xù)， 故相鄰兩個碼元期間信號的相位在t=nTs時相等， 滿足,所以,當bn=bn-1時， φn=φn-1,當bn≠bn-1時， φn=φn-1±2nhπ,,(9.4.6),CPFSK信號也可以表示為一個瞬時頻率受雙極性數(shù)字

37、基帶信號 控制的調(diào)頻信號, 即,（9.4.7）,CPFSK信號波形如圖9.4.5所示。,圖9.4.5 CPFSK信號波形,由式（9.4.7）可知， CPFSK類似于模擬調(diào)頻， 是非線性調(diào)制。 CPFSK信號的功率頻譜分析很復雜， 圖9.4.6給出了在頻移鍵控指數(shù)h取不同值時相對應(yīng)的單邊功率頻譜。,圖9.4.6 CPFSK信號單邊功率頻譜,由圖9.4.6可以看出， C

38、PFSK信號功率頻譜具有以下幾個特點。 （1） 功率頻譜由對稱于fc的連續(xù)頻譜組成。 （2） 若h值逐漸減小， 即兩個正弦波頻率的差值逐漸減小， 則功率頻譜將逐漸向fc收縮， 其大致形狀從雙主峰變成馬鞍形， 再變成單主峰； 若h值逐漸增大， 則功率頻譜將逐漸擴展， 并向f1、 f2兩個頻率點集中； 當h值較大時， 將與DPFSK信號功率頻譜特性基本相似。,CPFSK信號的帶寬在h值較大時（h&

39、gt;2）， 約為|f2-f1|+2fs=（h+2)fs； 在h值較小時， 約為2fs左右； 在h=0.6～0.7時， 約為1.5fs。 所以， CPFSK信號的帶寬可以比DPFSK信號的帶寬窄。 2. CPFSK信號的產(chǎn)生和解調(diào) 由式（9.4.7）可知， CPFSK信號的產(chǎn)生和解調(diào)可以采用第7章介紹的模擬FM信號調(diào)頻和鑒頻的方法。,9.4.3 最小頻移鍵控MSK

40、 1. MSK信號的表達式、 波形、 功率頻譜和帶寬 MSK（Minimum frequency Shift Keying）是CPFSK在h=0.5時的一種特殊形式。 參照式（9.4.4）、 （9.4.5）和（9.4.6）， MSK信號在第n個碼元期間的表達式為,（9.4.8）,當bn=1時， ω2=ωc+,當bn=-1時， ω1=ωc -,當 bn=bn-1時， φn=φn-1,當bn≠ bn-1時，,

41、,φn=φn-1 n為偶數(shù),φn=φn-1±π(模為2π） n為奇數(shù),,（9.4.9）,若設(shè)φ0=0， 則φn只有0和π兩個值（模為2π）。,分析表明， 當h=0.5， 1， 1.5等值時（h值越小， 表示頻差ω2-ω1越小）， 組成CPFSK信號兩個角頻率為ω1和ω2的正弦分量之間的相關(guān)系數(shù)為零， 即這兩個分量正交。 所以， MSK是一種兩個組成信號分量滿足正交條件， 且頻差最小的

42、CPFSK， 故而得名。MSK信號功率頻譜如圖9.4.7所示。 MSK信號的功率頻譜密度表達式為,（9.4.10）,由圖9.4.7可見， MSK信號的主要能量位于較寬的主瓣內(nèi)， 主瓣寬度為1.5fs， 中心頻率位于fc處， 但離散頻率分量fc不存在， 這從式（9.4.10）中可以明顯看出。 在主瓣以外， 副瓣下降得很快。 經(jīng)計算， 包含99%功率的帶寬為1.17fs， -3 d B帶寬為0.59fs。 因為

43、MSK信號帶寬很窄， 在相同的頻帶內(nèi)可以比一般FSK信號傳輸更高速率的碼元， 所以又稱為快速頻移鍵控FFSK。,圖9.4.7 MSK信號功率頻譜,2. MSK信號的產(chǎn)生和解調(diào) 將式（9.4.8）展開， 有,因為φn=0或π， 故sinφn=0。 因為bn=±1， 故,最后可得,（9.4.11）,MSK信號參數(shù)有以下幾個特點： （1） 從式（9.4.11）可知， MSK信號由兩個相互正交的載波

44、分量（同相分量uI （t）和正交分量uQ（t））組成。 由于I n和Qn的取值均為±1， 和 是頻率相同而相位差為π/2的正弦信號， 因此每一個載波分量又可以分別看成是一個雙邊帶調(diào)幅信號。 兩個雙邊帶調(diào)幅信號的邊頻均為固定的f1=fc-fs/4和f2=fc+fs/4兩個值， 但其幅度的兩個取值1和-1受數(shù)字基帶信號{bn}的控制。 載頻fc已被抑制。,綜上

45、所述， MSK可以看成是一種特殊的正交振幅調(diào)制。 由于在一路信號帶寬內(nèi)可以實現(xiàn)兩路相互正交信號的同時傳輸， 因此使頻帶利用率提高了一倍。 這是正交調(diào)幅的優(yōu)點。,（2） 因為bn=±1， 所以在一個碼元期間內(nèi)， 附加相移 是隨時間線性增長的， 其增量為,(9.4.12),當bn=1時， Δθ=π/2； 當bn=-1時， Δθ=-π/2。,（3） 從式（9.4.9）和（9.4.

46、11）可以看出， 僅當n為奇數(shù)， 且bn≠bn-1時， φn≠φn-1， 才有I n≠I n-1， 即I n才有可能發(fā)生變化， 所以I n的變化周期是2Ts或2Ts的整數(shù)倍， 且變化時刻t=（2m-1）Ts， m=1， 2， 3，…； 僅當n為偶數(shù)， 且bn≠bn-1時， φn=φn-1， 才有Qn≠Q(mào)n-1， 即Qn才有可能發(fā)生變化， 所以Qn的變化周期也是2Ts或2Ts的整數(shù)倍， 且變化時刻t=2mTs， m=1， 2， 3，

47、 …。 不過， I n與Qn是否變化， 還取決于bn和φn的值。,根據(jù)以上分析， 圖9.4.8給出了MSK調(diào)制電路的方框圖。 其中串/并變換電路是根據(jù)bn和φn的值， 在n為奇數(shù)和偶數(shù)時分別產(chǎn)生In和Qn， 然后分別傳達到兩條支路上。 n為偶數(shù)時， In保持不變； n為奇數(shù)時， Qn保持不變。同相支路和正交支路上的In、 Qn分別進行兩次相乘， 然后將得到的同相信號和正交信號相加就是MSK信號了。,圖9.4.8 MSK調(diào)制電路原理圖,

48、可以將MSK信號看成是調(diào)頻信號而采用模擬鑒頻電路進行解調(diào)， 也可以將其看成是兩個相互正交的雙邊帶調(diào)幅信號的疊加而采用同步檢波方式進行乘積解調(diào)。 由于MSK信號中無載波分量， 因此同步解調(diào)需要先采用平方環(huán)或科斯塔斯環(huán)等方法從輸入MSK信號中提取載波分量cosωct， 然后將輸入MSK信號中兩個相互正交的分量看成是兩個雙邊帶調(diào)幅信號， 分別進行同步檢波、 取樣判決取出I n和Qn， 然后經(jīng)并/串變換電路恢復原數(shù)字信號序列{bn}。 同步解調(diào)

49、方框圖見圖9.4.9。,圖9.4.9 MSK信號的同步解調(diào),【例9.2】 已知輸入雙極性數(shù)字基帶信號序列{bn}={1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 1}， n=0， 1， …， 且φ0=0。 將｛bn｝先經(jīng)過差分編碼電路轉(zhuǎn)換為雙極性信號序列｛d n｝， 然后再送入圖9.4.8所示MSK調(diào)制器中進行調(diào)制。 求對應(yīng)的信號序列{d n}、 {I n}和{Qn}， 相位序列{φn}， MSK信號頻率序列{fn}， 畫出附加相位

50、變化軌跡Δθ（t）。 若Ts=62.5 μs， fc=20 kHz， 畫出下列有關(guān)波形：,解： 根據(jù)差分編碼公式d n=bn⊕ d n-1可以求得{d n}。 根據(jù)式（9.4.9）可以求得{φn}和{fn}。 根據(jù)本小節(jié)對式（9.4.9）和（9.4.11）的分析可以求得{In}和{Qn}。 根據(jù)式（9.4.12）可以求出每個碼元期間附加相移增量Δθ， 并由此畫出Δ

51、θ（t）。 注意在以上求解過程中（除了求{d n}外）應(yīng)該將有關(guān)公式和分析結(jié)果中的bn改成d n， 因為輸入數(shù)據(jù)已從bn轉(zhuǎn)變?yōu)閐 n了。,輸出MSK信號uMK（t）的波形類似一個相位連續(xù)的FSK信號， 它的兩個頻率分別是f1和f2，,求解結(jié)果如表例9.2所示。若Ts=62.5 μs, fc=20 kHz, 則波形圖如圖例9.2所示。,表例9.2,圖例9.2,9.4.4 高斯濾波的最小頻移鍵控GMSK

52、 1. GMSK信號的特點、 功率頻譜和帶寬 MSK信號的功率頻譜比較緊湊， 但仍嫌不好。 從圖例9.2所示MSK相位變化圖Δθ(t)上可見， 雖然相位變化是連續(xù)的， 但在相鄰碼元交替時刻相位曲線是一個拐點， 不平滑， 故仍可能產(chǎn)生高頻雜波。 其原因和輸入數(shù)字基帶信號的波形有關(guān)。 由于隨機矩形脈沖序列具有較寬的頻譜， 因此作為調(diào)制信號將導致MSK信號在主瓣之外衰減較慢。,GMSK（Gaussia

53、n filtered MSK）是MSK的一種改進方式， 即讓數(shù)字基帶信號先經(jīng)過高斯低通濾波器后再進行MSK調(diào)制。 高斯濾波器的傳遞函數(shù)為,(9.4.13),其中, BG ， BG是高斯濾波器3 dB帶寬。,圖9.4.10是高斯濾波器在BG/fs取不同值時對寬度為Ts的單個矩形脈沖的響應(yīng)波形gG（t）。 fs=1/Ts。 BG/fs=∞即高斯濾波器帶寬無窮大， 相當于無濾波器， 也

54、就是MSK情況。,圖9.4.10 高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng),單極性數(shù)字基帶信號s（t）經(jīng)高斯濾波器后的輸出信號為,(9.4.14),其中， 是中心位于 處的高斯形脈沖。 參照式（9.4.7）和（9.4.8）， 可以寫出GMSK信號的表達式， 即,（9.4.15）,圖9.4.11是在BG/fs取不同值時GMSK信號的功率頻譜。

55、 由圖9.4.10和9.4.11可以明顯看出， 隨著BG/fs的逐漸減小， 經(jīng)過高斯濾波器后的調(diào)制信號波形gG（t）將變得比較平緩， 帶寬變窄， 功率頻譜衰減很快。 分析GMSK信號的相位變化軌跡可知， 它不是一條折線， 而是一條較平滑的曲線， 在碼元交替時刻也是平滑過渡的。 表9.4.1是GMSK信號中包含不同給定百分比功率時所占用的歸一化帶寬一覽表。 此處的歸一化帶寬是將2fs定義為1。,圖9.4.11 GMSK信

56、號的功率頻譜,表9.4.1 GMSK在給定百分比功率情況下的歸一化占用帶寬,2. GMSK信號的產(chǎn)生和解調(diào) GMSK信號的產(chǎn)生可以采用鎖相調(diào)頻法和正交調(diào)制法等多種方法， 這里僅介紹正交調(diào)制法。 式（9.4.15）可以寫成  uGMK（t）=cos［ωct+θ(t)］ =cosθ(t)· cosωct-sinθ

57、(t)· sinωct 其中,（9.4.16）,由式（9.4.16）可知， 采用類似MSK正交調(diào)制的方法可以產(chǎn)生GMSK信號。 其中cosθ（t）和sinθ（t）兩個信號可以通過另外一種方法——波形存儲和表格檢索法取得。 這種方法的原理是， 根據(jù)θ（t）的變化特點， 事先對一個碼元期間內(nèi)所有可能出現(xiàn)的cosθ（t）和sinθ（t）波形進行取樣量化并存儲在兩個表格中， 即余弦表cos（·）和正弦表sin（

58、83;）， 調(diào)制時根據(jù)輸入信號sG（t）的特點進行尋址訪問， 從檢索表中取出相應(yīng)波形的數(shù)據(jù)， 再經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換電路轉(zhuǎn)變成相應(yīng)的模擬信號cosθ（t）和sinθ（t）。 圖9.4.12給出了調(diào)制電路方框圖。,圖9.4.12 GMSK的正交調(diào)制,GMSK信號的解調(diào)也可以采用與MSK信號相似的同步解調(diào)和非同步解調(diào)方法。 實際運用時， 由于信號衰落的影響， 同步載波信號的提取比較困難， 因此可能增大誤碼率， 所以主要采用非同步的頻率檢波電路或延

59、時差分檢波電路。 1比特延時差分檢波電路是延時差分檢波電路中的一種， 圖9.4.13給出了電路原理圖。,圖9.4.13 1比特延時差分檢波電路,設(shè)經(jīng)過中頻濾波器和限幅電路之后的輸入GMSK信號為u1（t）=cos［ωct+θ(t)］， 則相乘后的信號為 u2（t）=cos［ωct+θ(t)］·sin［ωc(t-Ts)+θ(t-Ts)］,低通濾波器的輸出為

60、 ， 其中Δθ(Ts)=θ(t)-θ(t-Ts)。 當ωcTs=2nπ， n為整數(shù)時， 。 由式（9.4.16）可知， 當an=1時， θ（t）逐漸增加， Δθ(Ts)＞0； 當an≠1時， θ(t)逐漸減小， Δθ(Ts)＜0。 所以， 令判決門限為零， 則有u3（t）＞0時，

61、 判為“+1”； u3（t）＜0時， 判為“0”。,9.5 集成電路實例介紹,9.5.1 MC3356寬帶FSK接收電路 MC3356包括振蕩器、 混頻器、 六級限幅中頻放大器、 正交移相式鑒頻器、 音頻緩沖放大器和數(shù)據(jù)整形比較器等部分， 具有FSK（包括DPFSK和CPFSK）信號解調(diào)等多種功能， 數(shù)據(jù)速率可達500 kb/s。 圖9.5.1是其內(nèi)部組成方框圖和外部接線圖。,圖9.5.1 MC3356內(nèi)部

62、組成方框圖和外部接線圖,FSK信號從GFDAB腳輸入， 信號幅度應(yīng)在10 μV～10 mV（均方根值）范圍內(nèi)。 輸入信號與內(nèi)部振蕩信號混頻后， 經(jīng)⑤、 ⑥腳之間外接的陶瓷帶通濾波器取出中頻， 從⑦、 ⑧腳送入限幅中放。 限幅中放輸出分兩路， 一路直接輸入雙差分模擬乘法器， 另一路經(jīng)內(nèi)部5 pF電容和⑩、 11腳之間外接LC元件組成的90°頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)后， 作為模擬乘法器的另一輸入。 片內(nèi)電阻和12腳外接電容組成了低

63、通濾波器， 從模擬乘法器輸出中提取解調(diào)后的低頻分量， 然后從16、 17腳送入整形比較器， 最后由18腳輸出二進制數(shù)字信號， 即FSK信號中的基帶信號。,從以上分析可知， MC3356中的限幅解調(diào)電路與模擬FM正交移相式鑒頻電路基本相同， 但由于限幅解調(diào)電路的輸出是模擬信號， 波形不夠理想， 故需要經(jīng)過整形比較器才能恢復原來的二進制數(shù)字信號。,9.5.2 MAX2450正交調(diào)制/解調(diào)電路 MAX2

64、450是低功耗正交調(diào)制/解調(diào)電路， 可作為DPSK、 MSK和GMSK中的器件， 適用于數(shù)字無繩電話機、 GSM移動電話機以及其它數(shù)字通信和雙向?qū)ず魴C。 MAX2450包括振蕩器、 90°相移器、 正交調(diào)制器和正交解調(diào)器等部分， 調(diào)制器輸入帶寬和解調(diào)器輸出帶寬可分別高達15 MHz和9 MHz。 圖9.5.2是其內(nèi)部功能方框圖。,圖9.5.2 MAX2450內(nèi)部功能方框圖,調(diào)制時， 通過11、 1

65、2腳外接晶體， 片內(nèi)振蕩器產(chǎn)生的載波信號可以經(jīng)過90°相移器產(chǎn)生與其正交的另一個載波信號。 從④、 ⑤腳和⑥、 ⑦腳分別輸入兩組數(shù)字調(diào)制信號In和Qn， 然后分別與兩個相互正交的載波信號進行相乘， 得到同相信號和正交信號， 最后經(jīng)過相加產(chǎn)生正交調(diào)幅信號從①、 ②腳之間輸出。 解調(diào)時， 從GFDAB腳輸入的正交調(diào)幅信號經(jīng)放大后分成兩路分別進行同步乘積解調(diào)， 一路與同相載波信號相乘， 另一路與正交載波信號相乘。 相乘

66、后的兩路信號分別放大后從1415腳之間和16、 17腳之間輸出， 然后作下一步處理。,9.6 章 末 小 結(jié),（1） 二進制數(shù)字基帶信號是隨機矩形信號， 分析它的頻譜以及由它產(chǎn)生的數(shù)字已調(diào)波信號的頻譜應(yīng)采用功率頻譜。 由于單個矩形信號（門函數(shù)）的頻譜即為其傅氏變換G（f）， 因此各種數(shù)字已調(diào)波信號的功率頻譜都與G（f）的平方有關(guān)， 同時還與基帶信號中出現(xiàn)高、 低電平的概率有關(guān)。,（2） ASK信號、 PSK信號和DPS

67、K信號的功率頻譜基本相同， DPFSK信號可以看成是兩個ASK信號的疊加。 以上四種調(diào)制方式都屬于線性調(diào)制， 即線性頻譜搬移。 所以， 它們的調(diào)制一般可以采用相乘法（其中ASK和DPFSK還可以采用通斷鍵控法）， 解調(diào)均可采用同步檢波法（其中ASK和DPFSK還可以采用包絡(luò)檢波法）。 （3） PSK的最大缺點是容易因載波的“相位模糊”而產(chǎn)生解調(diào)出錯， 所以很少應(yīng)用。 采用差分編碼的DPSK克服了PSK的這一缺點，

68、故具有廣泛的應(yīng)用場合。 同樣， 在MSK中加入差分編碼與解碼電路也可以避免因載波的“相位模糊”而產(chǎn)生的判決錯誤。,（4） CPFSK是一種非線性調(diào)制方式， 它的功率頻譜比較復雜， 采用模擬調(diào)頻和鑒頻方法可以實現(xiàn)其調(diào)制和解調(diào)。 MSK是一種兩個組成信號分量滿足正交條件， 且頻差最小的CPFSK， 它的優(yōu)點是帶寬很窄。 可以采用正交調(diào)幅和同步檢波方式進行MSK信號的調(diào)制和解調(diào)。 GMSK是MSK的一種改進方式， GMSK信號的功率頻譜比MS

69、K信號更加緊湊， 故帶寬更窄。 在GSM數(shù)字蜂窩移動通信系統(tǒng)中采用了GMSK方式。,（5） PSK信號、 DPSK信號和CPFSK（包括MSK、 GMSK）信號中沒有載波分量， 所以在同步檢波時需要用平方環(huán)或科斯塔斯環(huán)等方法從接收信號中提取載波。 （6） 對于數(shù)字信號的調(diào)制和解調(diào)來說， 除了采用模擬調(diào)制和解調(diào)的方法和電路之外， 還可以采用一些特殊的方法和電路。 需要注意的是， 對解調(diào)出來的信號進行取樣判決或整形在各種數(shù)