外文翻譯---基于dsp高速無刷直流電機控制使用直流環(huán)節(jié)電壓控制

1、<p><b>　　畢業(yè)設計/論文</b></p><p>　　外 文 文 獻 翻 譯</p><p>　　院 系 機電與自動化學院 </p><p>　　專 業(yè) 班 級 電氣工程及其自動化0801 </p><p>　　姓　 名 黃 歡

2、 </p><p>　　原 文 出 處 中國土木水利水電工程學刊 </p><p>　　評 分 </p><p>　　指 導 教 師 蔡紅娟 </p><p>　　華中科技大學武昌分校</p>

3、<p>　　2012 年6月 22日</p><p>　　基于DSP高速無刷直流電機控制使用直流環(huán)節(jié)電壓控制</p><p><b>　　金李康-華</b></p><p><b>　　李明博伍中妍</b></p><p><b>　　電氣工程部門</b><

4、/p><p>　　韓國先進的科學技術學院</p><p><b>　　韓國大田</b></p><p>　　一個基于DSP高速度傳感器控制無刷直流電機(無刷直流)汽車使用直流環(huán)節(jié)電壓控制方案被提出了。無刷直流電機的運行在一個高速度范圍、驅動系統(tǒng)可以有一個比較輕體積小,在同一輸出等級。在現(xiàn)有的無傳感器控制方案,通常采用PWM(脈寬調制)技術作為一個速

5、度控制。然而,由于PWM技術和變頻變換不能履行獨立,明顯的變換延遲存在于高速地區(qū)。另一方面，使用的直流母線電壓控制方案，變頻器操作與方波120°傳導速度控制是通過調節(jié)斬波直流環(huán)節(jié)逆變器的輸入電壓實現(xiàn)。利用這項技術,因為電壓控制和變換就可以實現(xiàn)獨立,延遲不存在運算可以交換甚至在一個高速地區(qū)。此外，以有一個波形相位目前類似的矩形波和終端電壓更有效率的處理在位置檢測電路。實際應用變換議題延遲的一個高速度的無傳感器控制進行了討論。整個

6、控制系統(tǒng)的實施應用DSP芯片的無刷直流電機TMS320C240和有效性的比較驗證了仿真和實驗。</p><p>　　關鍵詞 無刷直流電機、無傳感器控制、DSP控制。</p><p><b>　　1.介紹</b></p><p>　　在許多工業(yè)領域,需要安裝一個軸傳感器可能會大幅度增加推動成本以及復雜的電機配置[1]。特別是,為電動機建在一個完全

7、密封壓縮機、軸傳感器是難以運用由于傳感器可靠性降低高溫需要額外的導線。此外,這些傳感器,尤其是霍爾傳感器,溫度敏感,限制了電機運行大約75℃以下[1]。一個絕對速度傳感器通常限于大約6000轉速與旋轉需要一個特殊的外部電路。同時,傳感器的精度也會受到安裝的準確性。要克服這些弊端,無位置傳感器無刷直流電機控制技術提出了一個[1 ~ 5]。有兩類位置檢測方案,即,該方法利用電機的反電勢[2],該方法基于檢測間隔進行隨心所欲的二極管[3]。&

8、lt;/p><p>　　在現(xiàn)有的無傳感器控制方案、PWM技術技術通常用于一個速度控制。然而,由于PWM技術和變頻變換不能履行獨立,明顯的變換延遲的一個高速度可能存在的區(qū)域。最近，以提高驅動器E的效率，并提供所需的電流波形，一個傳感器控制計劃使用準電流源逆變器已提出[6]。這樣的電路裝置被稱為一個變量直流環(huán)節(jié)逆變器[7]。在該方案中,逆變頻率控制供應電流有三相矩形脈沖寬度120度及馬達速度控制電壓調節(jié)采用降壓斬波器作為

9、降壓轉換器。然而，一些優(yōu)勢的直流母線電壓超過傳統(tǒng)的兩相PWM在高轉速傳感器控制計劃控制計劃都沒有得到解決。</p><p>　　本文提出了一種基于DSP高速無刷直流電機無位置傳感器控制使用直流環(huán)節(jié)電壓控制方案。無刷直流電機推在一個重量輕在相同的額定功率?？刂聘咚贌o刷直流電機無轉軸偵測元件傳感器、基于DSP開發(fā)利用TMS320C240控制器。使用直流母線電壓控制計劃，逆變器的操作與方波120度傳導間隔和速度控制是通

10、過調節(jié)斬波直流環(huán)節(jié)逆變器的輸入電壓來實現(xiàn)。利用這項技術,因為電壓控制和變換就可以實現(xiàn)獨立,如運算可以交換延遲傳統(tǒng)PWM方法二段式激勵是不存在的。甚至在一個高速地區(qū),將討論在以后的部分。轉子位置信息利用反電動勢檢測電壓從終端電機和逆變器的開關順序的[2]。反電動勢的感覺到用于集成電路和比較得到變換信號。檢測變換信號用于申請適當?shù)南乱粋€序列,得到了轉速逆變器在DSP。計算速度的數(shù)字控制，控制算法和控制器的輸出應用到斬波器。實際應用議題變換時

11、延的激勵方案二段式PWM高速進行了論述,并對直流環(huán)節(jié)電壓的優(yōu)勢控制方案在高速度傳感器控制提及。整個控制系統(tǒng)的實施應用DSP芯片的無刷直流電機TMS320C240和有效性的比較驗證了仿真和實驗。</p><p>　　2、無刷直流電機的無傳感器控制</p><p>　　一個無刷直流電機本文認為由永磁體安裝對轉子表面和三相集中而流離失所的定子120度。定子電流勵磁方案段提供的地方只有兩三個階段都

12、很興奮在任何緊急的時間和一階段在120年期間進行[8]。這激勵方案不需要死亡的時間電力設備的發(fā)動的軟鐵轉子,即使它沒有持續(xù)的扭矩。永磁類型都有徑向非磁化轉子。這種類型在展,可以有效進行非全相利用得到的轉子位置信息。轉子位置信息通常得到間接檢測方法利用電機反電動勢無刷電機無位置傳感器控制[1 _4]。在文獻[2]的基礎上,從轉子位置估計的整合反電動勢波形。該方法是眾所周知的提供等優(yōu)點減少開關噪聲靈敏度和自動調節(jié)的開關瞬間不相移30度。因此

13、,該檢測方案本文采用。速度的信息可從衍生工具檢測信號的位置。自從變換信號輸入DSP每隔60度期內,時鐘在DSP臺TC數(shù)量和計數(shù)的期間是一個60度,機械轉子速度可計算轉速如下:</p><p>　　在P是大量的增長極。</p><p>　　3、傳感器存在的問題的速度控制方案</p><p>　　在現(xiàn)有的無傳感器控制方案,二段式激勵技術是PWM(脈寬調制)通常用于一個速

14、度控制?；诖朔椒▓?zhí)行PWM(脈寬調制),脈寬調制方案的經典歌曲了單極和雙相性精神交換的方法。在單極開關的方法,PWM技術是疊加在那兩人中的一個主動開關在國家,而其他開關仍在狀態(tài)。另一方面一方面,在雙極切換方法,這兩個積極執(zhí)行PWM開關在同一時間內。自從單極開關有一個優(yōu)勢的減少開關損耗,這個方案是首選的[4]。此外，基于位置的脈寬調制疊加，單極開關的方法是分類為持續(xù)的階段，將相位調制，上下開關開關脈寬調制，脈寬調制。在PWM調制方式進行

15、的階段,每一個開關被執(zhí)行PWM技術在第一個60度程度的活躍時間和保留在國家的期間第二個60度區(qū)在間,去相PWM調制方式,反之亦然[3,4]。在上面的開關PWM調制方式、PWM(脈寬調制)被執(zhí)行的時候,只有在上部之一兩個活躍的開關,在較低的開關PWM調制方式,反之亦然。根據(jù)基于其使用的PWM調制方式,該控制技術可能導致減刑延遲或者一個不規(guī)則的開關頻率的電力設備在高速度傳感器控制。</p><p>　　圖1顯示PWM

16、開關周期和PWM方案2相勵磁整流在瞬間之間的關系。在圖1,T年代和f年代表示PWM技術轉換期間和頻率,分別。圖1(一)說明情況理想的變換。作為古雷中可以看出,如果運算可以交換的瞬間同步,與去年底PWM開關期間, 可以得到一個理想的換相逆變器序列的變化沒有任何延遲。然而,由于運算可以交換即時</p><p>　　以同步進行,與去年底目前PWM周期開始下一個逆變器順序圖1(b),這是一般使用方法。這個結果在一個不受歡

17、迎的變換延遲和最大的價值——這次延誤PWM技術轉換期間來。如果開關頻率被選擇作為16千赫,最高價值的變換將是62.5秒的延遲。盡管這些減刑延遲可以忽略一個速度范圍，它具有重大影響的相電流響應和驅動器的性能在高速度。</p><p>　　例如,當一個兩極電動機轉速為50000轉/分,60度間隔200?秒。這就可以減少運算可以交換延遲增加PWM開關頻率。然而事實上,這些開關頻率不能增加無極限,因為增加的開關損耗。同時

18、,開關頻率的商用電力設備是少于20 kHz。因此,為了避免不良變換延遲,接下來的逆變器應用序列一旦變換信號中斷發(fā)生。那么,現(xiàn)在的PWM周期必須終止和新型PWM周期的同步變換中斷信號必須開始了。在上部和下部開關PWM(脈寬調制)方案,這可能會得到一個不規(guī)則的開關頻率大大高于f年代高職條件下如圖1(c)。在持續(xù)的和持續(xù)相PWM方案，這種不規(guī)則的開關頻率不會發(fā)生以來階段執(zhí)行PWM不斷改變每60度間隔。因此，對正在進行的和持續(xù)的PWM方法在圖1

19、（c）計劃階段，可以是一個很高的速度傳感器控制的首選方式。不過,仍然有一個問題。在高速度,只有少數(shù)的PWM脈沖可以用于速度控制在60度間隔。因為一個60度區(qū)間的兩極成為200秒內每秒電機?50000轉/分,如果開關頻率被選擇作為16千赫,一定數(shù)量的PWM脈沖在60¯僅為3.2,導致不平等的PWM脈沖數(shù)3或4在60度間隔。除非解決脈沖寬度相當高,這可能導致速度脈動在穩(wěn)態(tài)和降解精度</p><p>　　圖1

20、 PWM開關周期之間的關系和運算可以交換即時:(a)理想的變換,變換(b)的情況下延遲和(c)不規(guī)則的情況下切換頻率。</p><p>　　Electric Power Components and Systems, 30:889–900, 2002</p><p>　　Copyright ® c 2002 Taylor & Francis</p><

21、;p>　　1532-5008/ 02 $12.00 + .00</p><p>　　DO I: 10.1080/ 15325000290085190</p><p>　　DSP-Based High-Speed Sensorless</p><p>　　Control for a Brushless DC Motor Using a </p>&

22、lt;p>　　DC Link Voltage Control</p><p>　　KYEONG-HWA KIM</p><p>　　MYUNG-JOONG YOUN</p><p>　　Department of Electrical Engineering</p><p>　　Korea Advanced Institute of S

23、cience and Technology</p><p>　　Taejon, Korea</p><p>　　A DSP-based high speed sensorless control for a brushless DC (BLDC) motor using a DC link voltage control scheme is presented. By operating

24、the BLDC motor in a high speed range, the drive system can have a small size and be light weight at the same output rating. In the existing sensorless control schemes, the PW M technique is generally used as a speed cont

25、rol. However, since the PWM and inverter commutation cannot be performed independently, a significant commutation delay may exist in a high-</p><p>　　Keywords brushless DC motor, sensorless control, DSP con

26、trol</p><p>　　Introduction</p><p>　　In many industrial elds, the installation of a shaft sensor may signi cantly increase the drive cost as well as complicate the motor configuration [1]. In par

27、ticular, for a motor built in a completely sealed compressor, a shaft sensor is difficult to apply due to the degradation of the sensor reliability in high temperature and the need for extra lead wires. Furthermore, thes

28、e sensors, particularly Hall sensors, are temperature sensitive, limiting the operation of the motor to below about 75°C [</p><p>　　In the existing sensorless control schemes, the PWM technique is gener

29、ally used for a speed control. However, since the PWM and inverter commutation cannot be performed independently, a signi cant commutation delay may exist in a high speed region. Recently, to improve the drive effciency

30、and provide the desired current waveform, a sensorless control scheme using a quasi-current source inverter has been proposed [6]. Such a circuit arrangement is known as a variable DC link inverter [7].In this </p>

31、<p>　　This article presents a DSP-based high speed sensorless control for a BLDC motor using a DC link voltage control scheme. By driving the BLDC motor at high speed, the overall drive system can have a small siz

32、e and a light weight at the same power rating. To control the BLDC motor at high speed without a shaft sensor, a DSP-based controller is developed using TMS320C240. Using the DC link voltage control scheme, the inverter

33、is operated with the squarewave of 120°conduction interval and the speed </p><p>　　2. Sensorless Control of BLDC Motor</p><p>　　A BLDC motor considered in this paper consists of permanent m

34、agnets mounted on the rotor surface and three-phase concentrated stator windings displaced by 120° . The stator currents are supplied by the 2-phase excitation scheme where only two of the three phases are excited a

35、t any instant of time and one phase is conducted during 120° period [8]. This excitation scheme does not require dead time of the power devices, and furthermore, the unconducting open-phase can be usefully utilized

36、to obtain</p><p>　　where P is the number of poles.</p><p>　　3. Problems of Existing Sensorless Speed Control Schemes</p><p>　　In the existing sensorless control schemes, the 2-phase

37、 excitation PWM technique is generally employed for a speed control. Based on the method executing the PWM,PWM schemes can be classified as the unipolar and bipolar switching methods.In the unipolar switching method, the

38、 PWM is superimposed on one of the two active switches in on state, while the other switch remains on state. On the other hand, in the bipolar switching method, the two active switches execute the PWM at the same time. S

39、ince </p><p>　　Figure 1 shows the relation between the PWM switching period and commutating instant in the 2-phase excitation PWM scheme. In Figure 1, Ts and fs denote the PWM switching period and frequency,

40、 respectively. Figure 1(a) shows a case of the ideal commutation. As can be seen in the gure, if the commutating instant is synchronized with the end of the PWM switching period, an ideal commutation can be obtained with

41、out any delay in the inverter sequence change. However,since the commutating instant dep</p><p>　　For example, when a 2-pole motor is rotating at 50,000 rpm, 60-degree interval becomes 200 · sec. This c

42、ommutating delay can be reduced by increasing the PWM switching frequency. In practice, however, the switching frequency cannot be increased without limit because of the increased switching loss. Also, the switching freq

43、uency of commercially available power devices is less than 20 kHz. Thus, to avoid an undesirable commutation delay, the next inverter sequence has to be applied as soon as the </p><p>　　Figure 1. Relation be