三相spwm整流課程設計

1、<p>　　svpwm三相整流課程設計</p><p>　　指導老師____ ______ _</p><p>　　姓 名 _____ __ </p><p>　　學 號 ___ _ _ ___ </p><p><b>　　小組成

2、員 </b></p><p>　　班 級 _____</p><p>　　時間：2013 年 3 月11日</p><p><b>　　目錄</b></p><p>　　svpwm三相整流課程設計1</p><p><b>　　一．實驗原理2</b>

3、;</p><p><b>　　二．實現過程3</b></p><p>　?。?）主電路設計3</p><p>　　（2）dq變換電路及解耦算法4</p><p>　?。?）電流環(huán)控制參數設定7</p><p>　?。?） 交流側電感與電容的選擇8</p><p>

4、;　　（5）SVPWM實現11</p><p>　　三．實驗心得及感想19</p><p><b>　　一．實驗原理</b></p><p>　　三相電壓型PWM 整流器的原理圖如圖1 示，圖1中各物理量定義如下：ea、eb、ec 為電網電壓，ia、ib、ic 為交流側各相電流，Udc 代表直流側電壓，ua、ub、uc 為PWM 整流器交流

5、側輸入電壓。根據功率及電壓要求，調節(jié)電容電感等參數，通過閉環(huán)調節(jié)，完成開關的時序控制，最終達到實驗指標要求。</p><p>　　圖１　三相電壓型ＰＷＭ 整流器主電路拓撲結構</p><p><b>　　二．實現過程</b></p><p><b>　?。?）主電路設計</b></p><p>　　

6、根據實驗要求得主電路matlab仿真圖</p><p>　　圖2 主電路matlab仿真圖</p><p>　　根據圖1，列出PWM整流器的基本方程：</p><p>　　式中、、為0或1，是三相橋臂的開關函數：S＝1表示下標所對應的橋臂上管導通，下管關斷；S＝0表示下標所對應的橋臂下管導通，上管關斷.</p><p>　?。?）dq變換電

7、路及解耦算法</p><p>　　根據瞬時功率理論，在dq 同步旋轉坐標系下的有功功率P 和無功功率Q 可表示為：</p><p>　　當d軸以電網電壓矢量定位時，即eq=0，則上式可以寫為</p><p>　　由式可知，id 和iq 分別與有功功率P 和無功功率Q 呈線性比例關系，調節(jié)id 和iq 就可分別獨立地控制PWM 整流器的有功功率和無功功率，實現有功功率

8、和無功功率的解耦控制。</p><p>　　圖3 MATLAB dq坐標變換圖</p><p>　　為了獲得良好的控制性能，控制在兩相同步速旋轉dq坐標系中實施。同步速dq軸系中，式（1）變?yōu)椋?lt;/p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　由式（2）表示的輸入電流滿足下式：</p>&l

9、t;p><b>　　（3）</b></p><p>　　式（3）表明d、q軸電流除受控制量urd、urq的影響外，還受交叉耦合電壓ωLiq、-ωLid擾動和電網電壓usd和usq擾動，因此需要尋找一種解除d、q軸之間電流耦合的控制方法。</p><p>　　為此，采用前饋控制進行解耦，當電流調節(jié)器采用ＰＩ調節(jié)器時，ｕｄ，ｕｑ的控制方程為</p>&

10、lt;p><b>　?。?）</b></p><p>　　表示的結構如下圖所示</p><p>　　圖4　三相電壓型ＰＷＭ 控制原理圖</p><p>　　圖5三相電壓型ＰＷＭ 控制仿真圖</p><p>　　將（4）式帶入（3）中，得到</p><p><b>　?。?）<

11、/b></p><p>　　從而實現了解耦控制。</p><p>　　由（5式）得到整流器內部結構如下圖所示。</p><p>　　圖6　三相電壓型ＰＷＭ 雙閉環(huán)原理圖</p><p>　?。?）電流環(huán)控制參數設定</p><p>　　由圖6得到電流環(huán)結構</p><p><b>

12、;　　圖7電流環(huán)結構圖</b></p><p>　?。耍校祝蜑槿鄻蚵返牡刃г鲆?；1.5Ｔｓ為考慮電流環(huán)的采樣延遲和ＰＷＭ 控制的小慣性</p><p>　　特性后得到的時間常數；１／（ｓＬ＋Ｒ）為網側線路的傳遞函數。</p><p>　　對于電流內環(huán), 它的主要作用是按電壓外環(huán)輸出的電流指令進行電流控制, 如實現單位功率因數正弦電流控制, 因此電流調節(jié)

13、器一般采用PI 調節(jié)器。文獻[PWM整流器及其控制]按典型Ⅱ型系統(tǒng)參數整定關系給出了PI 調節(jié)器參數的設計方法</p><p>　　式中: K iP , K iI是電流內環(huán)比例、積分增益; T s 為電流內環(huán)電流采樣周期( 即亦為PWM 開關周期) ;K PWM 為橋路PWM 等效增益,在使用SVPWM時取1。</p><p>　　電流環(huán)設計完成后就可以進行電壓外環(huán)的設計。。由文獻[PWM

14、整流器及其控制] 可得三相VSR電壓外環(huán)簡化結構如圖2 所示。圖中K V 、T V 為電壓外環(huán)PI 調節(jié)器參數; 為電壓采樣小慣性時間常數與電流內環(huán)等效小時間常數的合并。</p><p>　　圖8 pi調節(jié)器結構圖</p><p>　　根據論文[3三相電壓型PWM整流器設計方法的研究.pdf]得到電壓環(huán)PI調節(jié)器的參數</p><p>　　（4） 交流側電感與電容的

15、選擇</p><p>　　三相正弦空間矢量調制的電壓型整流器在直流電壓利用率、抑制電機的諧波電流等方面都比正弦脈沖寬度調制的整流器優(yōu)越的多，大部分研究都集中在SVPWM 的控制部分，而對其主電路參數的研究較少。SVPWM 主電路參數包括交流側電壓源、電感、電阻和直流側電容、負載參數等，其中交流側電感和直流側電容參數對于整個系統(tǒng)的工作狀態(tài)都有很重要的作用，直接影響著電路的諧波抑制、功率的雙向流動等，因此有必要對電路

16、的參數進行詳細地分析。</p><p><b>　　電感選擇</b></p><p>　　在VSR 系統(tǒng)設計中，其交流側電感的設計至關重要，這是因為VSR 交流側電感的取值不僅影</p><p>　　響電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著VSR 輸出功率、功率因數以及直流電壓，它在整流電路系統(tǒng)中還起著隔離電壓、濾除諧波、傳輸無功功率等作用，可見V

17、SR 交流側電感對VSR 系統(tǒng)的影響和作用是多方面的。</p><p>　　3.1 穩(wěn)態(tài)單位功率因數條件下</p><p>　　在穩(wěn)態(tài)單位功率因數條件下，PWM 整流器交流側矢量關系（R小很可以忽略）如圖所示。</p><p>　　從圖可以看出，直流側和交流側存在這樣的關系：三相VSR 的數學模型包括兩部分，</p><p>　　即交流部分和

18、直流部分。這兩部分之間通過脈寬調制建立聯系，交流側電壓由直流電壓調制而來，而直流側輸入電流由交流側電流調制而來。</p><p>　　式中：M 為PWM 相電壓最大利用率（與PWM 控制方式相關），這說明PWM 控制方式確定后，一定的直流電壓條件下，即為定值，這樣可以將確定交流側電壓矢量幅值的最大值。</p><p><b>　　已知：</b></p>

19、<p>　　可以求出電感L 的取值范圍為：</p><p><b>　　電容選擇</b></p><p>　　直流電容的選擇是三相VSR 功率電路設計中的一個重要環(huán)節(jié)，選擇的是否合適將直接影響</p><p>　　系統(tǒng)的特性及安全性。以電容電壓波動量為設計的出發(fā)點，通過分析得出引起電壓波動的原因在于負載變化引起的瞬態(tài)過程中輸入及輸出的

20、功率不平衡。三相VSR 工作有兩種模式，一是由最大功率整流到最大功率逆變突變；二是由最大功率逆變變到最大功率整流。這兩種工作模式最直觀的表現是輸入電流由正最大值變?yōu)樨撟畲笾担ɑ蚍粗?，電流變化量為電流最大值? 倍。而迫使電流產生該變化量的電壓是電感兩端的電壓差。在這個瞬態(tài)過程中，系統(tǒng)控制橋式電路輸出盡可能大的電壓以減小瞬態(tài)過程持續(xù)的時間電源電壓，因此可以認為瞬態(tài)過程最長時間發(fā)生在電源電壓最大并且和橋式電路輸出電壓符號相同時，據此可以估

21、算瞬</p><p><b>　　態(tài)時間為：</b></p><p>　　在瞬態(tài)過程的開始時刻，系統(tǒng)輸入輸出功率偏差最大，為額定功率的2 倍，然后逐漸減小，到瞬態(tài)過程結束時減到0。從平均的角度來講，可近似認為瞬態(tài)過程中平均功率偏差為額定功率。由分析得知，功率偏差引起的能量偏差全部積累在直流電容上，由此引起的電容電壓波動為：</p><p>　　

22、便可得到電容的計算表達式為：</p><p>　　則可以得出電容的取值范圍為：</p><p>　　電感電容的計算方法：</p><p><b>　　由功率守恒關系式：</b></p><p>　　Pdc=3/2(VdId+VqIq)</p><p>　　有已知負載參數vdc、Pdc、f、fc可以

23、先推出Id</p><p>　　再由Id=Im，Em=電動勢幅值 計算L的大小。</p><p>　　再通過已推出的L值推算電容C的范圍。</p><p>　?。?）SVPWM實現</p><p><b>　　扇區(qū)判斷</b></p><p>　　根據圖中各扇區(qū)Ur，與Ualfa,Ubeta的關系

24、，判斷如</p><p>　　下：當Ubeta>0時，令A=1，否則A=0；當Ualfa-Ubeta>0</p><p>　　時，令B=1，否則B=O；當-Ualfa-Ubeta>0時，令</p><p>　　C=1，否則C=O。設定三個輔助變量Ur1,Ur2,Ur3，</p><p>　　確定當前N=A+2B+4C可以由下

25、面的算法獲得。</p><p>　　Ur1=Ubeta(1)</p><p>　　Ur2=Ualfa-Ubeta(2)</p><p>　　Ur3=-Ualfa-Ubeta(3)</p><p>　　N=sign(Ur1)+2sign(Ur2)+4sign(Ur3)(4)</p>

26、<p>　　確定N值得仿真模型如下圖：</p><p>　　圖9 扇區(qū)值獲取仿真模型</p><p><b>　　確定X,Y,Z的值</b></p><p>　　例如：對于（c,b,a）=001對應的空間矢量為U0，8種空間矢量和開關狀態(tài)的關系如圖所示。</p><p>　　SVPWM技術的目標是選擇合適的

27、開關狀態(tài)可開關時間來近似一個給定的電壓矢量Uout，給定電壓矢量Uout通過Ualfa、Ubeta給定，下圖給出了給定電壓矢量和兩個基本電壓矢量U0和U60。圖中還給出了U0和U60在兩個軸上的分量。</p><p>　　兩個基本矢量的占空比為</p><p>　　采用類似的方法，如果Uout在U60和U120兩個電壓矢量之間，則可以得到兩個占空比為</p><p>

28、;　　現在我們定義三個變量X,Y,Z，</p><p>　　由Udc和Ts，Ualfa，Ubeta到X，Y，Z的變換仿真模型如下圖：</p><p>　　圖 10 X，Y，Z的變換仿真模型</p><p><b>　　確定T1,T2</b></p><p>　　N值到扇區(qū)號的對應分別是[123456]到[261435]，

29、不同扇區(qū)對應的T1,T2如下表所示：</p><p>　　并且當T1，T2兩時間之和大于開關周期Ts時T1+T2-Ts>0時，確定新的T1，T2，T1=T1Ts/（T1+T2）；T2=T2Ts/（T1+T2）</p><p>　　則在不同N值情況下，確定后的T1,T2的仿真模型如下圖所示：</p><p>　　圖 11 T1,T2的仿真模型</p>

30、<p>　　確定矢量的切換點Tcm1，Tcm2，Tcm3</p><p>　　第一個切換點 Ta=0.25（Ts-T1-T2）</p><p>　　第二個切換點 Tb=Ta+0.5Ts</p><p>　　第三個切換點 Tc=Tb+0.5T2</p><p>　　在不同的扇區(qū)上，abc三相上的IGBT開通切換點的時間由下表格所示

31、：</p><p>　　則三相的切換點的仿真如下設計</p><p>　　圖12三相的切換點的仿真模型</p><p><b>　　生成三相脈沖</b></p><p>　　利用tcm1，tcm2，tcm3和等腰直角三角波進行比較，就可以生成對稱空間矢量PWM波形，將PWMl、PWM3、PWM5進行與非運算就可以生成PW

32、M2、</p><p>　　PWM4、PWM6。脈沖生成的仿真圖如下所示：</p><p>　　圖13脈沖生成的仿真模型圖</p><p><b>　　仿真參數</b></p><p>　　直流側給定電壓500V，三相電源電壓有效值220V，負載功率14KW，網側電感取值8ml，網側電阻0.5歐，直流側電容4000uF，

33、負載電阻18歐，開關頻率10KHz，電流環(huán)Kp取值1.6，Ki取值104，電壓環(huán)Kp取值0.15，Ki5.7。</p><p><b>　　仿真結果如下：</b></p><p><b>　　直流側電壓仿真圖</b></p><p>　　由圖可知直流電壓的紋波是0.12%</p><p>　　三相網

34、側三相電壓電流</p><p>　　由圖可知三相電壓電流完全同向，功率因素為1。三．實驗心得及感想</p><p>　　建立整流器在旋轉坐標系中的dq模型是必要的，不僅能方便PI調節(jié)器的設計過程，使系統(tǒng)實現無差調節(jié)，更能使有功無功電流得到獨立控制，這也是整流器運行于單位功率因數的基礎。</p><p>　　通過這次三相橋式PWM整流電路的設計及調試，我們加深了對課本