小功率開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的設計畢業(yè)論文

1、<p><b>　　第一章 緒論</b></p><p>　　1.1 開關(guān)磁阻電機的產(chǎn)生</p><p>　　上個世紀60年代以前，在需要可逆、可調(diào)速和高性能的電氣傳動技術(shù)領域中，直流傳動系統(tǒng)一直占有統(tǒng)治性的地位。但是，直流電動機存在致命的弱點，在直流電動機運行的時候，利用電刷和換向器進行換向的時候會產(chǎn)生換向火花，因此直流電動機無法做成高速、大容量的機組

2、。而且直流電動機造價高，維護困難，直流供電也有難度。紀60年代以后，隨著電力電子學、微電子學和現(xiàn)代控制理論的發(fā)展，交流電氣傳動技術(shù)得到了飛速的發(fā)展，開始挑戰(zhàn)直流電氣傳動的統(tǒng)治地位，特別是交流電機的矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制理論的產(chǎn)生以及應用技術(shù)的推廣，使得交流傳動具備了調(diào)速范圍寬、穩(wěn)態(tài)精度高、動態(tài)響應快速以及可以四象限運行(即正轉(zhuǎn)、反轉(zhuǎn)、電動、制動)等良好的技術(shù)性能，其靜態(tài)、動態(tài)性能完全可以與直流傳動系統(tǒng)相媲美，然而，交流傳動系統(tǒng)也存在自身

3、的不足，比如傳動系統(tǒng)復雜、價格高、力矩指標有待進一步提高等一系列問題。</p><p>　　正是在電氣傳動技術(shù)得到迅猛發(fā)展的時代背景下，20世紀80年代園際上推出了一種新型交流電動機調(diào)速系統(tǒng)一開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)。它融新的電動機結(jié)構(gòu)-開關(guān)磁阻電動機與現(xiàn)代電力電子技術(shù)、控制技術(shù)為一體，兼有異步電動機變頻調(diào)速系統(tǒng)和直流電動機調(diào)速系統(tǒng)的優(yōu)點，已成為當代電氣傳動的熱門課題之一。</p><p>

4、　　1.2 國內(nèi)外SRM的發(fā)展</p><p>　　國內(nèi)外對開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)做了進一步的研究，目前的研究熱點主要有；</p><p>　　(1)、進一步完善開關(guān)磁阻電動機的設計理論，建立一套效率高、適用于工程設計要求的優(yōu)化設計法。開關(guān)磁阻電動機的非線性使其性能分析和計算較為困難。目前，采用二維非線性有限元方法分析電機內(nèi)的飽和磁場具有局限性：第一，對以路為基礎的設計方法研究不夠，由路

5、的方法導出的設計公式能以清晰的物理概念體現(xiàn)設計變量與結(jié)果之間的聯(lián)系，而場的方法則顯得比較抽象，就設計方法的經(jīng)濟性和正確性綜合考慮，用路的方法設計，而用場的方法來校核是一種比較理想的方法；第二，現(xiàn)有場的方法精度有待提高，應計及端部效應，開展開關(guān)磁阻電動機三維場的研究。在此基礎上，開展計算機輔助設計，向智能化方向發(fā)展。</p><p>　　(2)、加強對鐵心損耗理論的研究。開關(guān)磁阻電動機磁場特性的非線性導致相繞組供電

6、電壓和電流波形比較復雜，一般為單向脈動的非正弦波；定、轉(zhuǎn)子各部分鐵心中的磁通密度變化規(guī)律也不相同，因此對定、轉(zhuǎn)子鐵心損耗的計算和測量都很困難，目前面臨的主要問題是如何建立準確、實用的鐵心損耗計算模型和分析、測試方法。</p><p>　　(3)、加強對轉(zhuǎn)矩脈動及噪聲的理論研究，提高電機的功率因數(shù)。減小開關(guān)磁阻電動機的振動和噪聲的關(guān)鍵在于如何減小作用在定子上的徑向力。從電機自身的結(jié)構(gòu)設計上，主要是合理設計磁場結(jié)構(gòu)、

7、定子磁軛強度和電機剛度，合理選擇氣隙、極弧參數(shù)及勵磁方式，優(yōu)化繞組的拓撲結(jié)構(gòu)。從控制角度看，主要是優(yōu)選導通角和關(guān)斷角及調(diào)節(jié)脈沖寬度，盡可能調(diào)節(jié)好各相工作參數(shù)的對稱性。</p><p>　　(4)、改善電機靜態(tài)及動態(tài)性能仿真模型。開關(guān)磁阻電動機的性能分析方法還處于探討階段，有待進一步完善。</p><p>　　(5)、完善開關(guān)磁阻電動機、功率變換器及控制器三者之間的協(xié)調(diào)設計，應該把這三者作為

8、一個整體來進行優(yōu)化設計，不應該將各部分的設計分裂開。目前的研究，尚停留在僅對特定類型的開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)分析核算的水平，只能完成局部的綜合設計和個別參數(shù)的優(yōu)化。</p><p>　　(6)、實用無位置傳感器方案的研究。目前，國內(nèi)外提出許多無位置傳感器轉(zhuǎn)子位置檢測方案，比如，通過測試電機非激磁相繞組電感來估算轉(zhuǎn)子位置；利用探測線圈的自感和互感估算轉(zhuǎn)子位置；在定子兩個凸極之間安裝金屬平板，通過電容的變化來估算轉(zhuǎn)子

9、位置等。如果將這些無位置檢測方案應用于開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)，可以使系統(tǒng)更加簡單。</p><p>　　(7)、開關(guān)磁阻電機轉(zhuǎn)矩波動最小化技術(shù)。開關(guān)磁阻電動機運行中的轉(zhuǎn)矩脈動較大是其一個主要的缺點，因此如何獲取最佳的繞組電流波形以使開關(guān)磁阻電機轉(zhuǎn)矩波動最小就成為主要的研究方向。目前，主要的研究成果有利用迭代學習控制和轉(zhuǎn)矩分配函數(shù)減小轉(zhuǎn)矩波動。這種方法以繞組電流作為開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的輸入量，轉(zhuǎn)矩作為系統(tǒng)的輸出

10、量，利用迭代學習控制方法不斷調(diào)整繞組中的電流、以得到希望的輸出轉(zhuǎn)矩。這種方法完全從控制工程的角度，實現(xiàn)轉(zhuǎn)矩的波動的最小化，它不需測量電機磁特性，控制器結(jié)構(gòu)簡單。計算工作量小，便于微機控制，是一種很有前途的控制方法。</p><p>　　1.3 SRD的研究發(fā)展方向</p><p>　　目前，SRD的研究方向主要集中在更優(yōu)的電機建模、更簡便的位置傳感器、合理的開關(guān)元件、更小的噪聲、更高的功

11、率因數(shù)和優(yōu)化控制系統(tǒng)方面。</p><p>　　1.31 SR電動機建模的研究</p><p>　　SR電動機數(shù)學模型的精確建立與描述直接決定和影響電機的優(yōu)化設計、電機動態(tài)性能分析、電機效率評估等，也是電機的高性能控制的基礎。目前已有多種SR電動機磁鏈建模方法，如線性法、準線性法、函數(shù)解析法、表格法、有限元分析法和神經(jīng)網(wǎng)絡法等。</p><p>　　1.32 噪

12、聲的抑制和提高SR電動機的功率因數(shù)</p><p>　　雖然針對SR電動機的轉(zhuǎn)矩脈動及噪聲大的問題提出了許多改進方案，但仍有待進一步解決。從SR電動機自身的結(jié)構(gòu)設計和控制角度兩個方面對轉(zhuǎn)矩脈動和噪聲進行抑制。</p><p>　　1.33 探索實用無位置傳感器檢測轉(zhuǎn)子位置方案</p><p>　　開關(guān)磁阻電動機的特性之一是開關(guān)性，就是要根掘轉(zhuǎn)子的位置對各相繞組進行

13、通電，因而必須獲得SRM的位置信息。常見的方法是在定子和轉(zhuǎn)子上安裝一定數(shù)量的位置傳感器，利用傳感器發(fā)出的信號獲得轉(zhuǎn)子與定子的相對位置關(guān)系。采取這種方案主要優(yōu)點是比較簡單、可靠。但這不僅會提高系統(tǒng)成本和復雜程度，更重要的是會降低SRM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的峰固性，影響整個系統(tǒng)的可靠運行，尤其是在某些應用環(huán)境比較惡劣的場合。因此如何讓它去掉位置檢測器，直接利用電機的電壓和電流信息間接確定轉(zhuǎn)子位置，從而使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更加峰固，運行更加可靠、高效，成本更加低廉

14、，無疑是一個很有潛力的研究方向。</p><p>　　1.34 變換器方案確定和主開關(guān)元器件選擇</p><p>　　開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的性能和制造成本，在很大程度上取決于變換器主電路的結(jié)構(gòu)形式。變換器是根掘控制器的指令輸出直流脈沖電壓分配給電機各相繞組工作的，方案類型很多。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和新元器件的不斷涌現(xiàn)，如何合理地選擇主丌關(guān)元件的類型、容量及數(shù)量也是十分重要的課題。&l

15、t;/p><p>　　1.35 微處理器和專用集成電路的應用</p><p>　　開關(guān)磁阻電動機能夠正常工作的關(guān)鍵是每相開關(guān)導通、關(guān)斷的實時控制，對起動、運行、故障保護也要實時控制。早期采用的模擬電路控制，實時性相對較差，比較合理的是采用微機實現(xiàn)部分或全數(shù)字實時控制。在微機控制中，已山8位單片機，發(fā)展為16位單片機，32位的單片微機的應用也在研究開發(fā)之中?？刂齐娐返募苫瘜喕布娐?、產(chǎn)品

16、系列化、提高可靠性等非常有效，也是研究的方向之一。</p><p>　　1.4 本課題研究的內(nèi)容</p><p>　　在本課題中，設計完成了3相6/4極200W開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)。本系統(tǒng)已德克薩斯州儀器公司生產(chǎn)的TL494芯片為信號處理的的控制核心，采用公共開關(guān)型功率電路，完成了對SRD系統(tǒng)的控制。本為的主要內(nèi)容如下：</p><p>　　分析了SR電動機的基

17、本結(jié)構(gòu)和運行原理，研究了電機的運行于控制特性；</p><p>　　2．介紹了四種功率電路及開關(guān)器件并作出選型；</p><p>　　3. 詳細介紹了系統(tǒng)中用到的各種芯片的性能和原理；</p><p>　　4. 設計了顯示電路。</p><p>　　第二章 開關(guān)磁阻電動機的基本結(jié)構(gòu)和轉(zhuǎn)動原理</p><p>　　2.

18、1 開關(guān)磁阻電動機</p><p>　　2.11 兩類不同機理的電動機</p><p>　　電機可以根據(jù)轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生的機理粗略的分為兩大類：一類是由電磁作用原理產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩；另一類是由磁阻變化原理產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。在第一類電機中，運動是定、轉(zhuǎn)子兩個磁場相互作用的結(jié)果。這種相互作用產(chǎn)生使兩個磁場趨于同向的電磁轉(zhuǎn)矩，這類似于兩個磁鐵的同極性相排斥、異極性相吸引的現(xiàn)象。目前大部分電機都是遵循這一原理，例如一

19、般的直流電機和交流電機。第二類的電機，運動是由定、轉(zhuǎn)子問氣隙磁阻的變化產(chǎn)生的。當定子繞組通電時，產(chǎn)坐一個單相磁場，其分鈾要遵循“磁阻最小原則”，即磁通總要沿著磁阻最小的路徑閉合。因此，當轉(zhuǎn)子軸線與定子磁極的軸線不重合時，便公有磁阻力作用在轉(zhuǎn)子上并產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩使其趨向于磁阻最小的位置。即兩軸線重合位置，這類似于磁鐵吸引鐵質(zhì)物質(zhì)的現(xiàn)象。開關(guān)磁阻電機就是屬于這一類型的電機。</p><p>　　2.12 開關(guān)磁阻電機的結(jié)

20、構(gòu)</p><p>　　開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)由開關(guān)磁阻電動機、功率交換器、控制器、電流檢測環(huán)節(jié)、位置檢測環(huán)節(jié)五個部分組成。這五個環(huán)節(jié)相互協(xié)調(diào)工作，共同支持開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)運行。本文將在后面詳細介紹這五個部分的主要功能。 </p><p>　　開關(guān)磁阻電動機是雙凸極可變磁阻電動機，其定、轉(zhuǎn)子的凸極均由普通硅鋼片疊壓而成。轉(zhuǎn)子既無繞組也無永磁體，定子極上有集中繞組，徑向相對的兩個繞組串

21、聯(lián)構(gòu)成一個兩極磁極，稱為“一相”。開關(guān)磁阻電動機可以設計成多種不同的相數(shù)結(jié)構(gòu)，而且定、轉(zhuǎn)子的極數(shù)也有多種不同的搭配，如圖2—1所示。相數(shù)多，步距角小，利于減小轉(zhuǎn)矩脈動，但是其結(jié)構(gòu)復雜，而且主開關(guān)器件增多，成本高。三相以下的開關(guān)磁阻電動機無自起動能力，因此目前應用較多的是三相、四相開關(guān)磁阻電動機。目前國內(nèi)的研究與開發(fā)主要集中于四相8/6結(jié)構(gòu)，但國外近期更重視三相6/4結(jié)構(gòu)，與四相8/6結(jié)構(gòu)相比，三相6/4結(jié)構(gòu)的開關(guān)磁阻電動機同樣具有均勻磁

22、拉力且結(jié)構(gòu)和工藝都較簡單、定子相數(shù)少等特點，在性能和經(jīng)濟性等方面不亞于四相8/6結(jié)構(gòu).本設計中為小功率SR電機，故用的是三相6/4極SRM。下面以最常見的四相8／6極開關(guān)磁阻電動機為例，來說明開關(guān)磁阻電動機的運行機理。</p><p>　　兩相4/2極SRM 四相8/6極SRM 三相6/4極SRM 五相10/8極SRM </p><p>　?。╝）

23、 （b） （c） （d）</p><p>　　圖2-1 開關(guān)磁阻電動機結(jié)構(gòu)</p><p>　　2.13 開關(guān)磁阻電動機的轉(zhuǎn)動原理</p><p>　　圖2—2所示的是四相8／6極開關(guān)磁阻電動機的結(jié)構(gòu)和運行機理圖，圖中只畫出A相繞組及其供電電路，其它各相與之相同。</p><p>　　圖2-

24、2 四相8/6極開關(guān)磁阻電動機結(jié)構(gòu)和運行原理</p><p>　　結(jié)構(gòu)上與步迸電動機相似的開關(guān)磁阻電動機的運行原理遵循“磁阻最小原理”--磁通總要沿著磁阻最小的路徑閉合，而具有一定形狀的鐵芯在移動到最小磁阻位置時，必使自己的主軸線與磁場的軸線相重合。如圖所示，當定子D—D’極上繞組通電受勵磁時，電機內(nèi)建立以D—D’為軸線的磁場，其磁通經(jīng)過定子軛、定子極、氣隙、轉(zhuǎn)子極、轉(zhuǎn)子軛閉合。此時穿過氣隙的磁力線是彎曲的，磁

25、阻大于定、轉(zhuǎn)子軸線重合時的磁阻，因此轉(zhuǎn)子將受到彎曲磁力線切向分力所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩的作用，沿著逆時針方向轉(zhuǎn)動。當轉(zhuǎn)子極軸線l—l’與定子極軸線D-D’重合時，D相勵磁繞組的電感到最大值。若以圖中定、轉(zhuǎn)子所處的相對位置作為起始位置，依次給D—A—B—C相的繞組通電，轉(zhuǎn)子就會逆著勵磁順序以逆時針方向連續(xù)旋轉(zhuǎn)；反之，若依次給B—A—D—C相的繞組通電，則轉(zhuǎn)子就會沿著順時針的方向轉(zhuǎn)動。因此，可見開關(guān)磁阻電動機的轉(zhuǎn)向與相繞組電流的方向無關(guān)，而僅僅于相繞

26、組通電的順序有關(guān)。從圖2—2中可以看出，當主開關(guān)器件s1、s2導通的時候，A相繞組從直流電源U吸收能量，驅(qū)動電機旋轉(zhuǎn)；而當Sl、S2關(guān)斷的時候，繞組電流經(jīng)過續(xù)流二極管Dl、D2繼續(xù)流通，并將能量回饋給電源U。由其</p><p>　　SRM每一相的開關(guān)頻率為 </p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　其中Nr為轉(zhuǎn)子

27、極數(shù)。n為電機轉(zhuǎn)速，在本設計中當轉(zhuǎn)速n=1500r/min時，每相開關(guān)頻率=100Hz，三相電動機采用公共開關(guān)型功率電路時主開關(guān)頻率為：</p><p>　　=3=300HZ （2-3）</p><p>　　2.3 SRM電感與位置角的關(guān)系</p><p&g

28、t;　　圖2-3為電感與轉(zhuǎn)子位置關(guān)系圖，在SR電動機中，定子和轉(zhuǎn)子鐵心均為凸極型式，相繞組電感L隨轉(zhuǎn)子磁極位置不同而變化，當定子凸極軸線與轉(zhuǎn)子凸極軸線重合時，該相繞組電感為最大值Lmax；當定子凸極軸線與轉(zhuǎn)子槽中心線重合時，該相繞組電感為最小值Lmin，該位置的轉(zhuǎn)子位置角定義為=0，即轉(zhuǎn)子位置角坐標的原點。當轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)時，電動機繞組電感L在最大值與最小值之間周期性變化。電感變化頻率與轉(zhuǎn)子極對數(shù)成正比，波長等于轉(zhuǎn)子極距τr，圖中1是轉(zhuǎn)子凸極

29、的前極邊相遇處的位置角，2是轉(zhuǎn)子凸極的前極邊與定子凸極的前極邊重合處的位置角，3是轉(zhuǎn)子凸極的后極邊與定子凸極的后極邊相遇處的位置角，4是轉(zhuǎn)子凸極的后極邊與定子磁極的前極邊重合處的位置角，在2-3區(qū)域內(nèi)電感最大，在0<<1，>4區(qū)域內(nèi)電感最小。由于SR電機的轉(zhuǎn)子凸極寬度都比定子凸極寬度稍大，所以，Lmax和Lmin有個區(qū)域范圍，且二者區(qū)域范圍相等，他們等于定子與轉(zhuǎn)子凸極的消弧之差。</p><p>

30、;　　繞組電感L與轉(zhuǎn)子位置角的函數(shù)關(guān)系式為</p><p>　?。?-4） </p><p>　　其中 （2-5）</p><p>　　圖 2-3 電感與定轉(zhuǎn)子位置角的關(guān)系</p><p>　　2.4 兩種控制方式&

31、lt;/p><p>　　開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的控制參數(shù)主要有開通角、關(guān)斷角、主電路電壓以及相電流，因此開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的控制策略也就是針對這幾個參數(shù)的調(diào)節(jié)．目前，主要的控制策略有兩種：一種是角度位置控制(Angular Position Control，簡稱APC)；另一種是電流斬波控制(Chopped Current Control，簡稱CCC)。</p><p>　　2.41 角

32、度位置控制(APC)</p><p>　　在SR電動機中，定子和轉(zhuǎn)子鐵心均為凸極型式，相繞組電感L隨轉(zhuǎn)子磁極相對位置不同而變化，當定子凸極軸線與轉(zhuǎn)子凸極軸線重合時，該相繞組電感為最大值Lmax，當定子凸極軸線與轉(zhuǎn)子槽中心線重合時，該相繞組電感為最小值Lmin，開關(guān)磁阻電機控制的關(guān)鍵就在于能否在適當?shù)臅r刻給該相繞組通電，斷電。通電時刻不同，通電持續(xù)時間不同電機的行速度轉(zhuǎn)矩不同，由此可以看出控制電流的起始（開通角）和

33、關(guān)斷（關(guān)斷角）時間是SRM控制的一種方式，即APC控制。改變off和on，可改變電流波形和繞阻電感的相對位置，使該電流波形的主要部分位于電感波形上升段，則使電動機電動運行；反之若使電流波形的主要部分位丁電感波形下降段，則電動機制動運行。開通角on提前，則在最小電感區(qū)段電流上升時問加長，電流波形加寬，波形的峰值和有效值增加，同時與電感波形的相對位置也產(chǎn)生變化。因而改變使電感上升段電流發(fā)生變化，從而改變了電動機轉(zhuǎn)矩，當電機負載一定時，改變轉(zhuǎn)

34、矩義改變了電機的轉(zhuǎn)速。改變off一般不影響電流峰值，但影響電流波形寬度及其與電感波形的相對位置，電流有效值也隨之變化，因而對轉(zhuǎn)矩轉(zhuǎn)速也有影響，但其影響遠沒有改變on那么大。</p><p>　　圖2-4 角度位置控制方式典型相電流波形</p><p>　　角度控制具有以下特點:</p><p>　　(1)轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)范圍大</p><p>

35、　　若定義電流存在區(qū)間t占電流周期T的比例tr為電流占空比，則角度控制下電流占空比的變化范圍幾乎從0～100％。</p><p>　　(2)同時導通相數(shù)可變</p><p>　　同時導通相數(shù)多，電動機出力較大，轉(zhuǎn)矩脈動較小。當電機負載變化時，自動增加或減少同時導通的相數(shù)是角度控制方式的特點。</p><p><b>　　(3)不適用于低速</b>

36、;</p><p>　　角度控制中，電流峰值主要由旋轉(zhuǎn)電動勢限制。當轉(zhuǎn)速降低時，旋轉(zhuǎn)電動勢減小，可使電流峰值超過允許值，因此角度控制一般適用于較高的轉(zhuǎn)速。</p><p>　　(4)電動機效率高通過角度優(yōu)化，能使電動機在不同負載下保持較高的效率。</p><p>　　2.42 電流斬波控制（CCC）</p><p>　　在一般情況下開關(guān)磁阻

37、電機的機械特性可以近似地用下面的公式表示：</p><p><b>　　(2-6)</b></p><p>　　其中n為電動機轉(zhuǎn)速，M為電機轉(zhuǎn)矩，Ko為與電機結(jié)構(gòu)，開通角和關(guān)斷角相關(guān)的常數(shù)。U為加在電機上的電壓。由此可見，當開通角，關(guān)斷角給定的情況下改變U的大小也可以實現(xiàn)對電機的控制。在零到基速范圍內(nèi)獲得恒轉(zhuǎn)矩輸出特性，可以通過固定開通角、關(guān)斷角，而斬波控制外加母線電

38、壓的方法來實現(xiàn)。具體的方法有兩種：一種是用電流的限制值來控制母線電壓加在導通相繞組上的有效時間，對于導通相，當相電流大于電流上限時關(guān)斷主開關(guān)器件；而當相電流小于電流下限時開通主開關(guān)器件，從而實現(xiàn)磁鏈和相電流的限定和獲得恒轉(zhuǎn)矩特性。改變電流的限制值，即可控制輸出轉(zhuǎn)矩的變化，此方法是通常意義上的電流斬波控制方法，又叫“電流PWM控制”；第二種是用轉(zhuǎn)速的給定值和實際轉(zhuǎn)速的反饋值之差進行PI調(diào)節(jié)，改變母線電壓加在導通相繞組上的有效時間寬度來改變

39、外加在導通相繞組上電壓的有效值，從而改變輸出轉(zhuǎn)矩，這種方法又叫“電壓PWM控制”。電壓PWM控制有如下特點：</p><p>　　電壓斬波控制是通過PWM方式調(diào)節(jié)繞組電壓平均值，間接調(diào)節(jié)和限制過大的繞組電流．既能用于高速運行，又適合于低速運行。其它特點則與電流斬波控制方式相反．適臺于轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)系統(tǒng)，抗負載擾動的動態(tài)響應快，缺點是低速運行時轉(zhuǎn)矩脈動較大。綜合考慮成本和性能需要，本設計中小功率SR電機選用了電壓PWM控

40、制。</p><p>　　圖 2-5 電壓斬波控制方式電壓電流波形</p><p>　　2.5 開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)</p><p>　　本設計中開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)是由開關(guān)磁阻電動機、功率變換器、控制器、位置傳感器，顯示電路五部分構(gòu)成，結(jié)構(gòu)方框圖如圖2—4所示。</p><p>　　圖2-6 開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)方框

41、圖</p><p>　　功率電路是系統(tǒng)的通道，承擔著電能功率輸入的任務。控制器是整個系統(tǒng)的大腦，它依據(jù)各種檢測信號，起決策和指揮作用，位置傳感器負責位置信號的檢測，是開關(guān)磁阻電動機自同步運行和系統(tǒng)控制的重要基礎。此外顯示電路可以顯示當前電動機的轉(zhuǎn)速，便于進行速度的調(diào)控與工作狀態(tài)的監(jiān)視。以上各部分相輔相成，構(gòu)成一個有機的整體。</p><p>　　第三章 位置傳感器及其工作原理</p

42、><p>　　在第二章中已經(jīng)介紹了開關(guān)磁阻電動機的轉(zhuǎn)動原理，那么什么時候該給哪一相通電該如何控制呢？這時候我們需就要用到位置傳感器。位置傳感器由光電傳感元件和轉(zhuǎn)子模擬盤兩部分組成。</p><p>　　3.1 光電傳感元件</p><p>　　本系統(tǒng)采用的光電傳感器的型號為H213-A9088，其外形如圖2-5（b）所示。由安裝底座1，紅外發(fā)光二極管2和紅外光電三極管

43、3組成。在發(fā)光二極管和光電三極管之間有一槽，進入槽中的物體能擋住發(fā)光二級管射向光電三極管的光。其電路圖如圖2-5（a）所示，150和1K為外接電阻，當槽中無遮擋物時，發(fā)光二極管的光照到光電三極管，光電三極管飽和導通，使輸出Uo為高電平。當槽中有遮擋物時，發(fā)光二極管的光無法照到光電三極管，光電三極管截止，輸出Uo為低電平。</p><p>　?。╝） （b）

44、 </p><p>　　圖3-1 光電傳感器 a-含兩個光電傳感器的接線電路 b-單個的外形</p><p>　　其中 1，底座 2，發(fā)光二極管 3，發(fā)光三極管</p><p>　　3.2 轉(zhuǎn)子模擬盤的結(jié)構(gòu)與原理</p><p>　　在SR點擊轉(zhuǎn)軸上安裝有轉(zhuǎn)子模擬盤隨轉(zhuǎn)子一起旋轉(zhuǎn)，轉(zhuǎn)子模擬盤有鋁片制成，其形狀，

45、齒數(shù)，位置都與實際轉(zhuǎn)子相同。本設計中點動機采用三相6/4極結(jié)構(gòu)，其模擬盤如圖3-2所示。E、F為位置傳感器，圖中只畫出一對定子極。</p><p>　　圖3-2 模擬盤與位置傳感器的安裝</p><p>　　圖中每齒的角度為300，每槽的度數(shù)為600，兩個傳感器分別位于定子某個凸極中心線的左右兩側(cè)150處。當模擬盤遮住發(fā)光二極管的光時，光電三極管截止，Uo輸出狀態(tài)為0；不遮住時，Uo輸出

46、狀態(tài)為1，圖3-3是轉(zhuǎn)子逆時針轉(zhuǎn)動時兩個傳感器的輸出狀態(tài)波形，在轉(zhuǎn)子每轉(zhuǎn)過900，傳感器1和2產(chǎn)生兩個相位差為30的矩形波信號，組合成3中不同的狀態(tài)：0.1、1.1、1.0，三種不同的信號組合代表轉(zhuǎn)子處于三種不同的位置，即實現(xiàn)轉(zhuǎn)子位置的檢測，將信號送入邏輯電路就可以控制繞組的通電狀況了。</p><p>　　圖3-3 傳感器輸出電壓波形</p><p>　　第四章 功率電路和驅(qū)動電路的選

47、型</p><p>　　4.1 四種不同的功率電路</p><p>　　功率變換器的性能和形式將直接影響著SRD的效率、成本和可靠性，合理設計功率變換器是提高整個SRD性能／價格比的關(guān)鍵之一。功率變換器主要有三個作用：開關(guān)作用，使繞組與電源接通或斷開；為SRM提供電能，滿足機械能的轉(zhuǎn)換；為繞組的儲能提供回饋途徑。由于功率變換器只需要給SRM提供單向電流，故比異步電動機變頻調(diào)速變換器簡單、

48、可靠。開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的功率變換器的主電路結(jié)構(gòu)應該具有以下的幾個條件：</p><p>　　(1)最少數(shù)量的主開關(guān)器件；</p><p>　　(2)同時適用于奇數(shù)相和偶數(shù)相的開關(guān)磁阻電動機；</p><p>　　(3)可以將全部電源電壓加在電動機繞組上；</p><p>　　(4)主開關(guān)器件的電壓額定值與電動機接近；</p>

49、<p>　　(5)具備迅速增加相繞組電流的能力；</p><p>　　(6)可以通過主開關(guān)器件調(diào)制，有效的控制相電流：</p><p>　　(7)在繞組磁鏈減少的同時，能將能量回饋給電源。</p><p>　　開關(guān)磁阻電動機調(diào)速系統(tǒng)的功率變換器主電路結(jié)構(gòu)根據(jù)主開關(guān)器件的定額大小、器件個數(shù)、能量回饋方式以及適用的場合，可以分為不對稱半橋型、分列式直流電源

50、型、中點懸空型和公共開關(guān)型功率電路。</p><p>　　4.11 不對稱半橋型</p><p>　　圖4-1為不對稱半橋型功率電路，A,B,C為SR電動機的三相繞組，每相有兩個主開關(guān)器件共6個S1-S6，VD1-VD6為6只續(xù)流二極管，同一組的兩只開關(guān)用同一控制信號，若S1，S2同時導通，則A相繞組將通過二極管VD4，VD1續(xù)流，續(xù)流電路給電容充電，如圖中虛線所示。若為蓄電池供電，則給

51、蓄電池充電。續(xù)流的過程是將磁場能量裝換位電能回饋給電源。由于電源電壓反向加于續(xù)流的相繞組，使續(xù)流過程非常短，續(xù)流電流迅速降為零，緊接著S3,S4導通，實現(xiàn)可靠換相。</p><p>　　圖4-1 不對稱板橋型功率電路</p><p>　　4.12 分裂式直流電源型</p><p>　　圖4-2為采用分裂式直流電源功率電路，A、B、C、D為SR電機的相繞組，每相繞組

52、配1只相開關(guān)和1只續(xù)流二極管，這種功率變換器的主電路結(jié)構(gòu)的外加直流電源Us被兩個裂相電容一分為二，兩相繞組的一端共同接至雙極性直流電源的中點，因此，這種功率變換器方案只適用于偶數(shù)相的開關(guān)磁阻電動機。該類型功率電路有兩種工作方式：</p><p>　　圖4-2 采用分裂式直流電源的功率變換器</p><p><b>　　單相通電方式</b></p><

53、;p>　　A,B,C,D相繞組分別輪流通電。若S1開通，則A相繞組留過電流ia，電容C2充電，電容C1充電，當S1關(guān)斷時，A相繞組的續(xù)流電流ia流經(jīng)VD1向C2充電，A相繞組磁能轉(zhuǎn)換為電場能量貯于C2，C2兩端電壓Ud反向加于A相繞組上，強迫續(xù)流迅速衰減直至關(guān)斷。因電容量不可能很大，所以這種單向通電方式的中點點位不穩(wěn)定，尤其SR電動機低速運行時，中點點位變動顯著。這種運行方式適用于SR電動機高速運行。</p><

54、;p><b>　　2. 兩相通電方式</b></p><p>　　AB、BC、CD、DA兩相同時通電，循環(huán)導通工作。若S1、S3開通，則A、B兩相串聯(lián)流過電流，若S1關(guān)斷，S2開通，則A相繞組續(xù)流，流經(jīng)VD1向C2充電；B、C兩相繞組串聯(lián)流過電流，實現(xiàn)一次換相，接著S1關(guān)斷，S4開通，則B相早在換流，續(xù)流經(jīng)VD2向C1充電，C、D兩相繞組串聯(lián)流過電流，實現(xiàn)又一次換相。這樣周而復始，始終

55、有兩相繞組同時導通，且同時導通的兩相對中點來講左右對稱，所以這種兩相通電方式，中點點位比較穩(wěn)定。</p><p>　　4.13 中點懸空型功率電路</p><p>　　圖4-3所示為中點懸空型功率電路，該電路每相只有一個開關(guān)元件，但工作時同時給兩相通電，當給A、D兩相通電時，S1、S4開通，其余都為斷開，需要換相時，S1斷開,S4保持開通、S2開通，S3保持斷開，這時為給B,D兩相通電，

56、而A相通過VD1續(xù)流,當再次換相時使D相斷開，C相導通，這時為給B、C兩相通電，如此下去每次都同時有兩相通電，換相時關(guān)斷一相同時開通另一相，實現(xiàn)電機的循環(huán)轉(zhuǎn)動。</p><p>　　圖4-3 中點懸空型功率電路</p><p>　　4.14 公共開關(guān)型功率電路</p><p>　　圖4-4為公共開關(guān)型功率電路，比電源裂相式增加了1個公共開關(guān)S，減少了3個續(xù)流二極管

57、。</p><p>　　圖4-4 公共開關(guān)型功率電路</p><p>　　公共開關(guān)S為一只工作在開關(guān)狀態(tài)的電力電子元件，不過它的通斷不受位置傳感信號控制，而是按照1個固定頻率周期性地通斷。這一點與受位置傳感信號控制的相開關(guān)S1,S2,S3截然不同。公共開關(guān)的作用一時輔助續(xù)流，另一重要作用是利用脈寬調(diào)節(jié)作用于公共開關(guān)S，改變S的通態(tài)時間，即改變占空比，使相繞組平均電壓改變，實現(xiàn)SR電動機的調(diào)

58、速目的。因此這種具有公共開關(guān)的功率電路控制轉(zhuǎn)速的方法是應用脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)實現(xiàn)調(diào)壓調(diào)速。</p><p>　　共公開關(guān)與相開關(guān)工作情況有4種，現(xiàn)以A相位例予以說明：</p><p>　　S通，S1通，則電源電壓加于A相繞組，流過電流Ia，而VD和VD1截止。</p><p>　　S通，S1斷，則VD截止，VD1導通，相繞組續(xù)流，有VD1和S構(gòu)成續(xù)流通路。<

59、;/p><p>　　S斷，S1通，則VD1截止，VD導通，相繞組經(jīng)VD續(xù)流。</p><p>　　S斷，S1斷，則VD1、VD均導通，相繞組經(jīng)VD1、電容及VD續(xù)流。</p><p>　　公共開關(guān)型功率電路的特點是電路簡單控制方便，但作為公共開關(guān)的電力電子元件，其功率比相開關(guān)大的多，各相電流均要流經(jīng)它。</p><p>　　4.2 功率電路的選

60、型</p><p>　　在本系統(tǒng)中選用的SR電機為3相結(jié)構(gòu)，故不能采用中點懸空型和采用裂相式直流電源型功率電路。比較不對稱半橋型電路和共公開關(guān)型電路，對于小功率SR電動機而言，后者需要更少的電力電子元件，節(jié)約成本，并且通過公共開關(guān)的開通占空比來調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速，使控制方法大為簡化。所以本設計中采用的是公共開關(guān)型功率電路。如圖4-5所示</p><p>　　圖4-5公共開關(guān)型功率電路</p&g

61、t;<p>　　整流電路的進線為三相三線電路，采用三相橋式不可控整流電路，由六個整流二極管組成。電路的交流輸入端為接三相電源，線電壓為380V，50HZ。整流電路的電壓峰值為三相線電壓峰值，為：</p><p>　　線=V （4-1）</p><p><b>　　其平均值為：<

62、;/b></p><p>　　513V （4-2）</p><p>　　需要使用兩電容器C1、C2串聯(lián)對整流輸出電壓平滑濾波，并作相繞組能量回饋的元件.在兩電容上并聯(lián)R1,R2是為了平衡C1，C2兩端的電壓兼有停機時為C1，C2提供放電回路的作用。</p><

63、;p>　　4.3 開關(guān)器件的選則</p><p>　　SR電動機功率變換器的主開關(guān)器件選擇與電動機的功率等級、供電電壓、峰值電流、成本等有關(guān)；另外還與主開關(guān)器件本身的開關(guān)速度、觸發(fā)難易、開關(guān)損耗、抗沖擊性、耐用性、并聯(lián)運行的難易性、峰值電流定額的比值大小及市場普及性有關(guān)。就當前電力電子技術(shù)的發(fā)展現(xiàn)狀而苦，有普通晶閘管，可關(guān)斷晶閘(G1D)．電力晶體管(GTR)、功率MOS場效應管(MOSFET)、絕緣柵雙

64、極晶體管(IGBT)可供選擇。普通晶閘管具有成本低、容量大，電流峰值和平均電流定額比值高，電流、電壓過載能力強，能承受很大的浪涌電流，但其無自天斷能力，需設胃專門的換相電路，這就造成整機線路復雜、效率低、體積大，這使得其很難在SRD中使用。GTO具有普通品閘管的全部優(yōu)點，如耐壓高、電流大、浪涌能力強和造價便直等；同州又具有GTR的一些優(yōu)點，如具有自關(guān)斷能力、工作頻率較高(1-2kHz)，尤其在大功率場合具有明顯優(yōu)勢。但GTO也有許多缺點

65、，如管壓降比普通晶閘管高、工作頻率較GTR低，緩沖電路的損耗較大、門極控制較復雜等，因此在小功率高性能的SRD中，其與GTR、MOSFET、IGBT相比并不占優(yōu)勢。GTR的丌火頻率(2-5kHz)較高，正向</p><p>　　本設計中，SR電機功率為200W，我們在第二章已經(jīng)做過計算，1500r/min時開關(guān)頻率最高的主開頻率為300HZ，采用MOSFET管完全能符合要求。而且MOSFET比IGBT成本低，故本

66、設計中采用MOSFET管作為開關(guān)器件。</p><p>　　4.4 驅(qū)動電路的設計</p><p>　　跟雙極性晶體管相比，一般認為使MOS管導通不需要電流，只要GS電壓高于一定的值，就可以了。就NMOS而言，Vgs大于一定的值就會導通，適合用于源極接地時的情況（低端驅(qū)動），只要柵極電壓達到4V或10V就可以了。這個很容易做到，但是，我們還需要速度。</p><p&g

67、t;　　在MOS管的結(jié)構(gòu)中可以看到，在GS，GD之間存在寄生電容，而MOS管的驅(qū)動，實際上就是對電容的充放電。對電容的充電需要一個電流，因為對電容充電瞬間可以把電容看成短路，所以瞬間電流會比較大。選擇/設計MOS管驅(qū)動時第一要注意的是可提供瞬間短路電流的大小。</p><p>　　第二注意的是，普遍用于高端驅(qū)動的NMOS，導通時需要是柵極電壓大于源極電壓。而高端驅(qū)動的MOS管導通時源極電壓與漏極電壓（VCC）相同

68、，所以這時柵極電壓要比VCC大4V或10V。如果在同一個系統(tǒng)里，要得到比VCC大的電壓，就要專門的升壓電路了。很多電機驅(qū)動器都集成了電荷泵，要注意的是應該選擇合適的外接電容，以得到足夠的短路電流去驅(qū)動MOS管。</p><p>　　上邊說的4V或10V是常用的MOS管的導通電壓，設計時當然需要有一定的余量。而且電壓越高，導通速度越快，導通電阻也越小?，F(xiàn)在也有導通電壓更小的MOS管用在不同的領域里，但在12V電子系

69、統(tǒng)里，一般4V導通就夠用了。</p><p>　　現(xiàn)在的MOS驅(qū)動，有幾個特別的需求，</p><p><b>　　1，低壓應用</b></p><p>　　當使用5V電源，這時候如果使用傳統(tǒng)的圖騰柱結(jié)構(gòu)，由于三極管的be有0.7V左右的壓降，導致實際最終加在gate上的電壓只有4.3V。這時候，我們選用標稱gate電壓4.5V的MOS管就存在

70、一定的風險。同樣的問題也發(fā)生在使用3V或者其他低壓電源的場合。</p><p><b>　　2，寬電壓應用</b></p><p>　　輸入電壓并不是一個固定值，它會隨著時間或者其他因素而變動。這個變動導致PWM電路提供給MOS管的驅(qū)動電壓是不穩(wěn)定的。為了讓MOS管在高gate電壓下安全，很多MOS管內(nèi)置了穩(wěn)壓管強行限制gate電壓的幅值。在這種情況下，當提供的驅(qū)動電

71、壓超過穩(wěn)壓管的電壓，就會引起較大的靜態(tài)功耗。同時，如果簡單的用電阻分壓的原理降低gate電壓，就會出現(xiàn)輸入電壓比較高的時候，MOS管工作良好，而輸入電壓降低的時候gate電壓不足，引起導通不夠徹底，從而增加功耗。</p><p><b>　　3，雙電壓應用</b></p><p>　　在一些控制電路中，邏輯部分使用典型的5V或者3.3V數(shù)字電壓，而功率部分使用12V甚

72、至更高的電壓。兩個電壓采用共地方式連接。這就提出一個要求，需要使用一個電路，讓低壓側(cè)能夠有效的控制高壓側(cè)的MOS管，同時高壓側(cè)的MOS管也同樣會面對1,2中的問題。在這種情況下，圖騰柱結(jié)構(gòu)無法滿足輸出要求，而很多現(xiàn)成的MOS驅(qū)動IC，似乎也沒有包含gate電壓限制的結(jié)構(gòu)。于是我設計了一個相對通用的電路來滿足這三種需求。電路圖如圖4-6所示</p><p>　　圖4-6 MOS管驅(qū)動電路</p>&

73、lt;p>　　Vl和Vh分別是低端和高端的電源，兩個電壓可以是相同的，但是Vl不應該超過Vh。Q1和Q2組成了一個反置的圖騰柱，用來實現(xiàn)隔離，同時確保兩只驅(qū)動管Q3和Q4不會同時導通。R2和R3提供了PWM電壓基準，通過改變這個基準，可以讓電路工作在PWM信號波形比較陡直的位置。Q3和Q4用來提供驅(qū)動電流，由于導通的時候，Q3和Q4相對Vh和GND最低都只有一個Vce的壓降，這個壓降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。

74、R5和R6是反饋電阻，用于對gate電壓進行采樣，采樣后的電壓通過Q5對Q1和Q2的基極產(chǎn)生一個強烈的負反饋，從而把gate電壓限制在一個有限的數(shù)值。這個數(shù)值可以通過R5和R6來調(diào)節(jié)。最后，R1提供了對Q3和Q4的基極電流限制，R4提供了對MOS管的gate電流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的時候可以在R4上面并聯(lián)加速電容。這個電路提供了如下的特性：</p><p>　　1，用低端電壓和PWM驅(qū)動高端

75、MOS管。</p><p>　　2，用小幅度的PWM信號驅(qū)動高gate電壓需求的MOS管。</p><p>　　3，gate電壓的峰值限制</p><p>　　4，輸入和輸出的電流限制</p><p>　　5，通過使用合適的電阻，可以達到很低的功耗。</p><p>　　6，PWM信號反相。NMOS并不需要這個特性，可

76、以通過前置一個反相器來解決。</p><p>　　第五章 控制電路及顯示電路</p><p><b>　　5.1 控制電路</b></p><p>　　控制電路分為TL494芯片和邏輯電路兩個部分，位置傳感器輸出信號一方面直接送往邏輯電路，用來實現(xiàn)對功率電路三相開關(guān)的控制；另一方面經(jīng)過頻率電壓轉(zhuǎn)換器將頻率信號轉(zhuǎn)換為電壓信號，而這里的電壓信號

77、有兩個用途：</p><p>　　被作為反饋信號送入TL494芯片，與給定值對比來控制輸出PWM波的占空比，繼而控制功率電路主開關(guān)的工作。</p><p>　　作為顯示電路的輸入信號，經(jīng)過AD轉(zhuǎn)換器和譯碼器后送入LED顯示器，能即時顯示電動機轉(zhuǎn)速。</p><p>　　具體的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖5-1所示</p><p>　　圖5-1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖&

78、lt;/p><p>　　5.11 TL494芯片</p><p>　　TL494 是美國德州儀器公司的產(chǎn)品，原是為開關(guān)電源設計的一種性能優(yōu)良的脈寬調(diào)制控制電路。該芯片具有能夠任意調(diào)節(jié)死區(qū)時間、驅(qū)動能力強、性能穩(wěn)定等特點。TL494的結(jié)構(gòu)框圖如圖5-2（a） 所示，包括兩個誤差放大器、片內(nèi)可調(diào)鋸齒波振蕩器、死區(qū)時間控制比較器、PWM比較器、觸發(fā)器、5V基準電壓及輸出控制電路（兩個晶體管）<

79、;/p><p><b>　?。╝）</b></p><p><b>　?。╞）</b></p><p>　　圖5-2 TL494結(jié)構(gòu)框圖（a）和管腳圖（b）</p><p>　　圖5-2（b）是它的管腳圖，其中1、2腳是誤差放大器1的同相和反相輸入端；3腳是相位校正和增益控制；4腳為間歇期調(diào)整，其上加

80、0-3.3V電壓時可使截止時間從2%線性地變化到100%；5.、6 腳分別用于外接振蕩電阻Rt和振蕩電容Ct,決定振蕩器產(chǎn)生鋸齒波的頻率：</p><p>　　osc = (5-1)</p><p>　　振蕩器的輸出被分別送到死區(qū)時間控制比較器和PWM比較器的反相輸入端，脈沖調(diào)寬電壓送到PWM比較器的同相輸入端

81、，通過PWM比較器進行比較，在PWM比較器的輸出端得到一串具有一定寬度的矩形脈沖，當脈沖調(diào)寬電壓變化時，TL494輸出的脈沖寬度也隨之改變，從而改變開關(guān)管的導通時間Ton，達到調(diào)節(jié)、穩(wěn)定輸出電壓的目的。脈沖寬度電壓可由3腳直接送入的電壓來控制，也可分別從兩個誤差放大器的輸入端送入，通過比較放大，經(jīng)隔離二極管輸入到PWM比較器的正相輸入端。PWM比較器的輸出電壓與死區(qū)時間控制比較器的輸出電壓同時被送到與門的輸入端，與門的輸出脈沖經(jīng)D觸發(fā)器

82、分頻后被分別送到兩個與非門區(qū)控制功率放大晶體管的開關(guān)工作狀態(tài)（參見圖5-3）；7腳為接地端；8、9腳和10、11腳分別為TL494內(nèi)部兩個末級輸出三極管的集電極和發(fā)射極；12腳為電源供電端；13腳為輸出控制端，該腳接地時為并聯(lián)單端輸出方式， 接14腳時為推挽輸出方式；14腳為5V 基準電壓輸出端， 最大輸出電流10mA；15、16腳是誤差放大器2的反相和同相輸入端。</p><p>　　圖5-3 TL494脈沖

83、控制波形圖</p><p>　　用TL494實現(xiàn)的單回路控制的電路原理圖如圖5-4所示</p><p>　　圖5-4 TL494接線圖</p><p>　　兩個運算放大器IC1A、IC1B都接成有源簡單二階低通濾波電路，分別作為反饋信號輸入和設定信號輸入的處理電路。在電路設計上，兩個輸入電路采取完全對稱的形式，可以濾除高頻雜波干擾和平滑傳感器信號本身的波動，使加入

84、到TL494的管腳1即誤差放大器1同相輸入端IN+的信號盡可能地平滑和相對穩(wěn)定。在有源簡單二階低通濾波電路與誤差放大器1同相輸入端IN+之間接有10K歐的限流隔離電阻。把TL494的14腳輸出的5V基準電壓源， 用一3.3千歐精密多圈電位器W1分壓作為設定輸入信號，通過與處理傳感器反饋信號相同的電路，送入TL494的管腳2，即誤差放大器1的反相輸入端IN-端。R19、R20這兩個限流隔離電阻必不可少。否則,TL494誤差放大器1的兩個輸

85、入端的電位將相互影響。</p><p>　　在本控制器中只用到了TL494的誤差放大器1，故將誤差放大器2的16腳接地、15腳接高電平。為保護TL494的輸出三極管，經(jīng)R13和R10分壓，在4腳加接近0.3V的間歇期調(diào)整電壓。R9、R12和C5組成了相位校正和增益控制網(wǎng)絡。輸出端采用并聯(lián)輸出，這樣可以增大驅(qū)動電流能力。</p><p>　　具體工作過程為：當反饋轉(zhuǎn)速信號大于給定值時，通過T

86、L494的脈寬調(diào)制作用，其9腳與10腳并聯(lián)輸出信號的脈寬減小，這個輸出信號再經(jīng)整流濾波電路及隔離與放大輸出電路，使最后輸出的直流控制信號的電壓相應下降。直流控制信號通過控制電路經(jīng)執(zhí)行機構(gòu)使電機轉(zhuǎn)速下降，再進而通過傳感器使反饋轉(zhuǎn)速信號降低，形成單回路閉環(huán)控制。當反饋信號小于設定值時，上述控制過程相反。另外，還可以根據(jù)被控制系統(tǒng)的具體情況，來調(diào)整輸入二階低通濾波器的電容大小，使控制過程及時、準確、穩(wěn)定。</p><p&g

87、t;　　5.12 邏輯電路</p><p>　　功率電路的主開關(guān)由TL494芯片控制，而三相上的三個開關(guān)則由邏輯電路控制，能否正確地給各相繞組通電、斷電，是開關(guān)磁阻電動機運行控制的關(guān)鍵。</p><p>　　圖5-5 定轉(zhuǎn)子模擬圖</p><p>　　圖5-5定子上三相繞組標記為A、B、C。規(guī)定逆時針方向為正轉(zhuǎn)。位置傳感器為E、F如圖所示。且此時定轉(zhuǎn)子位置為圖5-

88、6的零時刻定轉(zhuǎn)子位置。圖5-6表示了開關(guān)磁阻電動機繞組通電區(qū)間、電感曲線和轉(zhuǎn)子位置之間的關(guān)系。圖中E和F是開關(guān)磁阻電動機轉(zhuǎn)子位置信號。LA、LB和LC是定子繞組的電感。轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動時兩個光電傳感元件輸出的高低電平可視為二進制邏輯信號，二路信號組合為而為二進制信號，該信號有三種邏輯狀態(tài)，為01、11、10。通過這三種狀態(tài)可以辨明轉(zhuǎn)子處于三種不同的角位移區(qū)域。該狀態(tài)數(shù)與電動機繞組的相數(shù)相同，每種狀態(tài)對應的轉(zhuǎn)子角位移為30º，與電動機每

89、次改變一次通電狀態(tài)的角度相同。當電動機轉(zhuǎn)向不同時，兩個光電傳感元件輸出波形的相互關(guān)系是不同的，當轉(zhuǎn)換順序為01-11-10時為正轉(zhuǎn)，當轉(zhuǎn)換順序為10-11-01時為反轉(zhuǎn)。</p><p><b>　?。╞）</b></p><p>　　圖5-6 繞組電感曲線、通電區(qū)間和傳感器波形之間的關(guān)系</p><p>　?。╝）電動機正轉(zhuǎn)（b）電動機反轉(zhuǎn)

90、</p><p>　　從圖中可以得出繞組通電相和傳感器電平的關(guān)系，見表5-1</p><p>　　表 5-1 繞組觸發(fā)邏輯和傳感器電平的關(guān)系</p><p>　　上表中正轉(zhuǎn)為Q，反轉(zhuǎn)為S?？梢郎媳韺懗鯝,B,C相通電與E,F,Q,S的邏輯關(guān)系式，如下： </p><p><b>　?。?-2） </b></p&g

91、t;<p>　　邏輯電路可用圖5-7門電路實現(xiàn)：</p><p>　　圖5-7 邏輯電路</p><p>　　Q,S兩信號起控制電機正反轉(zhuǎn)的作用，要求正轉(zhuǎn)時Q輸入高電平，S輸入低電平；反轉(zhuǎn)時相反。本設計采用圖5-8所示的電路實現(xiàn)，SB1為停機按鈕，SB2為正轉(zhuǎn)按鈕，SB3為反轉(zhuǎn)按鈕。圖5-8中（a）采用復合按鈕實現(xiàn)了正反轉(zhuǎn)控制，構(gòu)成了既有繼電器互鎖又有復合按鈕互鎖的雙重互鎖

92、可控制線路?？刂凭€路的工作過程利用了復合按鈕先斷后通的特點，如要求電動機由正轉(zhuǎn)變?yōu)榉崔D(zhuǎn)時，直接按反轉(zhuǎn)啟動按鈕SB3，這時SB3的常閉觸點先斷開，繼電器KA1線圈斷電，然后其常開觸點閉合，繼電器KA2線圈通電，其常開主觸點閉合，（b）中KA2閉合使發(fā)光二極管發(fā)光，光電三極管導通，從而使S端輸出高電平，用來控制電動機開始反轉(zhuǎn)。</p><p><b>　　(a)</b></p>&

93、lt;p><b>　?。╞）</b></p><p>　　圖5-8 正反轉(zhuǎn)控制電路</p><p>　　這樣的控制線路比較完善，既能實現(xiàn)正反轉(zhuǎn)控制，又能保證安全可靠的工作，應用非常廣泛。</p><p>　　5.2 頻率電壓轉(zhuǎn)換器</p><p>　　LM2917為單片集成頻率-電壓轉(zhuǎn)換器，芯片中包含了一個高增

94、益的運算放大器/比較器，當輸入頻率達到或超過某一給定值時，輸出可用于驅(qū)動開關(guān)、指示燈或其它負載。內(nèi)含的轉(zhuǎn)速計使用充電泵技術(shù)，對低紋波具有頻率倍增功能。另外LM2917還帶有完全的輸入保護電路。在零頻率輸入時，LM2917的輸出邏輯擺幅為零。</p><p>　　5.21 LM2917的特點，應用領域及參數(shù)</p><p>　　1、LM2947的特點:</p><p&g

95、t;　　(1)進行頻率倍增時只需使用一個RC網(wǎng)絡； (2)芯片上具有齊納二極管調(diào)整電路，能夠進行準確的頻率－電壓(電流)轉(zhuǎn)換； (3)以地為參考的轉(zhuǎn)速計輸入可直接與可變磁阻拾音器接口； (4)運算放大器/比較器采用浮動晶體管輸出； (5)50mA輸出陷流或驅(qū)動能力，可驅(qū)動開關(guān)、螺線管、測量計、發(fā)光二極管等； (6)對低紋波有頻率倍增功能； (7)轉(zhuǎn)速計具有滯后、差分輸入或以地為參考的單端輸入； (8)線性度典型值為

96、7;0.3％； (9)以地為參考的轉(zhuǎn)速計具有完全的保護電路，不會受高于VCC值或低于地參考 </p><p><b>　　輸入的損傷。</b></p><p>　　2、LM2917可應用于以下領域：</p><p>　　(1)超速/低速檢測； (2)頻率電壓轉(zhuǎn)換(轉(zhuǎn)速計)； (3)測速表； (4)手持式轉(zhuǎn)速計；

97、(5)速度監(jiān)測器； (6)巡回控制； (7)車門鎖定控制； (8)離合控制； (9)喇叭控制； (10)觸摸或聲音開關(guān)。</p><p>　　3、LM2917的主要電性能參數(shù)如表1所列</p><p>　　表5-2 LM2917的相關(guān)參數(shù)</p><p>　　5.22 LM2917的工作原理</p><p>　　圖5-9 L

98、M2917的原理框圖</p><p>　　圖5-9所示為LM2917的原理框圖，各引腳功能如下：</p><p>　　1腳和11腳為運算放大器/比較器的輸入端； 2腳接充電泵的定時電容； 3腳連接充電泵的輸出電阻和積分電容； 4腳和10腳為運算放大器的輸入端； 5腳為輸出，取自輸出晶體管的發(fā)射極； 6，7，13，14腳未用； 8腳為輸出晶體管的集電極，一般接電源； 9腳為正電源

99、端； 12腳為負電源端，一般接地。</p><p>　　運算放大器/比較器完全與轉(zhuǎn)速計兼容，以一個浮動的晶體管作為輸出端，具有強的輸出驅(qū)動能力，能夠以50mA電流驅(qū)動以地為參考或以電源為參考的負載。輸出晶體管的集電極電位可高于VCC，允許的最大電壓VCE為28V。</p><p>　　電路中使用差分輸入端，用戶自己能夠設定輸入轉(zhuǎn)換電平，而且滯后也在設定的電平左右，因而能夠獲得良好的噪聲抑

100、制。當然為了使輸入在高于地電壓時具有共模電壓，沒有使用輸入保護電路，但輸入端電壓電平不能超出電源電壓范圍。特別值得注意的是，在輸入端未接串聯(lián)保護電阻的情況下，輸入端的電平不能低于地電平。</p><p>　　在充電泵把從輸入級來的頻率轉(zhuǎn)換為直流電壓時，此變換需外接定時電容C1和輸出電阻R1以及積分電容或濾波電容C2，當輸入級的輸出改變狀態(tài)時(這種情況可能發(fā)生在由于輸入端上有合適的過零電壓或差分輸入電壓時)，定時電

101、容在電壓差為Vcc/2的兩電壓值之間被線性地充電或放電，在輸入頻率信號的半周期中，定時電容上的電荷變化量為C1·Vcc/2，泵入電容中的平均電流或流出電容中的平均電流為：</p><p>　　△Q/T=iC(AVG)=fin·C1·Vcc (5-3)</p><p>　　

102、輸出電路把這一電流準確地送到負載電阻(輸出電阻)R1中，R1電阻的另一端接地，這樣脈沖式的電流被濾波電容積分，得到輸出電壓：</p><p>　　VO = Vcc· fin·C1·R1·K (5-4)</p><p>　　其中K為增益常數(shù)。而電容C2的值取

103、決于紋波電壓的大小和實際應用中需要的響應時間。</p><p>　　5.23 LM2917在本設計中的應用</p><p>　　由LM2917構(gòu)成的頻率／電壓轉(zhuǎn)換電路如圖所示。被測頻率信號，經(jīng)過電位器RP接</p><p>　　圖5-10 頻壓轉(zhuǎn)換器接線圖</p><p>　　LM2917的第1腳。由RP構(gòu)成輸入分壓器，調(diào)節(jié)RP滑動觸頭的

104、位置可改變輸入頻率信號的幅度。+12V電源經(jīng)過R3、二極管VD分壓后，向比較器A1的反相輸入端提供+0．6V的參考電壓。R2是輸出電壓的負載電阻，R2的取值范圍是4．3kΩ～10kΩ。0～10V直流電壓表并聯(lián)在R2兩端，用來指示被測頻率值。R4是內(nèi)部穩(wěn)壓管的限流電阻，取R4=470Ω時，穩(wěn)定電流</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　該轉(zhuǎn)

105、換器輸出電壓的計算公式為</p><p><b>　?。?-6） </b></p><p>　　式中，τ表示充電泵的時間常數(shù)：τ=R1C1。由上式可見，U0除與f有關(guān)之外，還與電源電壓UCC、充電泵時間常數(shù)τ關(guān)。一旦UCC、τ確定后，Uo只取決于f，這就是利用LM2917將頻率信號轉(zhuǎn)換為電壓信號的原理。</p><p><b>　　

106、5.3 顯示電路</b></p><p>　　5.31 反饋比較型A/D轉(zhuǎn)換器</p><p>　　反饋比較型A/D轉(zhuǎn)換器是一種直接A/D轉(zhuǎn)換器。它的構(gòu)思是這樣的：取一個數(shù)字量加到D/A轉(zhuǎn)換器上，于是得到一個對應的輸出模擬電壓。將這個模擬電壓和輸入的模擬電壓信號相比較。如果兩者不相等，則調(diào)整所取的數(shù)字量，知道兩個模擬電壓相等為止，最后所取的這個數(shù)字量就是所求的轉(zhuǎn)換結(jié)果。我們

107、這里采用反饋比較型A/D轉(zhuǎn)換器中常用的計數(shù)型方案。圖5-11是計數(shù)型A/D轉(zhuǎn)換器的原理性框圖。轉(zhuǎn)換電路由比較器C、D/A轉(zhuǎn)換器、計數(shù)器、脈沖源、控制門G以及輸出寄存器等幾部分組成。</p><p>　　圖5-11 計數(shù)型A/D轉(zhuǎn)換器原理框圖</p><p>　　轉(zhuǎn)換開始前先用復位信號將計數(shù)器置零，而且轉(zhuǎn)換控制信號應停留在Vl=0的狀態(tài)。這時門G被封鎖，計數(shù)器不工作。計數(shù)器加給D/A轉(zhuǎn)換器

108、的是全0數(shù)字信號，所以D/A轉(zhuǎn)換器輸出的模擬電壓Vo=0，如果Vi為正電壓信號，則Vi>Vo，比較器的輸出電壓VB=1。當Vl變成高電平時開始轉(zhuǎn)換，脈沖源發(fā)出的脈沖經(jīng)過G加到計數(shù)器的時鐘信號輸入端CLK，計數(shù)器開始做加法計數(shù)。隨后計數(shù)的進行，D/A轉(zhuǎn)換器輸出的模擬電壓Vo也不斷增加。當Vo增至Vo=Vi時，比較器的輸出電壓變成VB=0，將門G封鎖，計數(shù)器停止計數(shù)。這時計數(shù)器中所存的數(shù)字就是所求的輸出數(shù)字信號。</p>